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WO2018181018A1 - 信号処理装置および信号処理方法 - Google Patents

信号処理装置および信号処理方法 Download PDF

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WO2018181018A1
WO2018181018A1 PCT/JP2018/011765 JP2018011765W WO2018181018A1 WO 2018181018 A1 WO2018181018 A1 WO 2018181018A1 JP 2018011765 W JP2018011765 W JP 2018011765W WO 2018181018 A1 WO2018181018 A1 WO 2018181018A1
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WO
WIPO (PCT)
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waveform
correlation
cross
signal processing
frequency
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/011765
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English (en)
French (fr)
Inventor
宝珠山　治
健太郎 工藤
昇平 池田
Original Assignee
日本電気株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日本電気株式会社 filed Critical 日本電気株式会社
Priority to JP2019509718A priority Critical patent/JPWO2018181018A1/ja
Priority to US16/494,811 priority patent/US11231495B2/en
Publication of WO2018181018A1 publication Critical patent/WO2018181018A1/ja

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    • G01S7/523—Details of pulse systems
    • G01S7/526—Receivers

Definitions

  • the present invention relates to a signal processing device and a signal processing method.
  • Non-Patent Document 1 discloses that in order to measure the distance to a target object, a radio wave is transmitted, a radio wave reflected from the target object is received, a waveform of the received radio wave, a waveform of the transmitted radio wave, A technique for measuring a distance using a cross-correlation function is disclosed. Further, in Patent Document 1, a waveform obtained by modulating a frequency-modulated sine wave of an SFM waveform (a so-called ASFM (AcceleratednusSinusoidal Frequency Modulation) waveform) is used as a transmission waveform of a sound wave signal. A technique for detecting at least one of moving speeds is disclosed.
  • ASFM AcceleratednusSinusoidal Frequency Modulation
  • An object of the present invention is to provide a technique for solving the above-described problems.
  • a signal processing apparatus provides: At least two cross-correlation calculations for calculating a cross-correlation function between a reflected signal waveform obtained by reflecting a transmission signal whose frequency varies with a target object and a different correlation waveform generated from the waveform of the transmission signal.
  • a signal processing method includes: At least two cross-correlation calculations for calculating a cross-correlation function between a reflected signal waveform obtained by reflecting a transmission signal whose frequency varies with a target object and a different correlation waveform generated from the waveform of the transmission signal.
  • Steps A synthesizing step of synthesizing at least two cross-correlation functions from the at least two cross-correlation calculating means so as to make it difficult to detect a target object in a predetermined speed range, and outputting to a post-processing unit; A synthesizing step of synthesizing at least two cross-correlation functions from the at least two cross-correlation calculating means so as to make it difficult to detect a target object in a predetermined speed range; including.
  • the signal processing device 100 is a device that outputs a signal for detecting an object based on a signal reflected from the object.
  • the signal processing apparatus 100 includes at least two cross-correlation calculation units 101 and a synthesis unit 102.
  • the at least two cross-correlation calculation units 101 each calculate a cross-correlation function between a reflected signal waveform obtained by reflecting a transmission signal whose frequency is changed by a target object and a different correlation waveform generated from the waveform of the transmission signal. calculate.
  • the synthesizing unit 102 synthesizes at least two cross-correlation functions from the at least two cross-correlation calculating units so as to make it difficult to detect a target object in a predetermined speed range, and outputs it to the post-processing unit.
  • FIG. 1B is a display example of an object detection result by a cross-correlation function output from the signal processing apparatus 100 according to the present embodiment.
  • the display example of the object detection result is not limited to FIG. 1B.
  • 1B is a display example of a result of detecting an object according to the entire speed range. Only ⁇ is a stationary object, ⁇ is + is an approaching object, ⁇ is-is a separation object. Note that the stationary object ⁇ may include a predetermined speed range centered on zero speed. Further, the stationary object ⁇ is an object that moves in the same direction at the same speed when the signal processing apparatus 100 on the detection side is moving.
  • the display screen 140 (upper right figure) of FIG. 1B is a display example of the result of detecting an object based on an output signal that does not detect a stationary object ⁇ in the present embodiment.
  • the display of the stationary object ⁇ that is not detected as compared with the display screen 130 disappears.
  • a display screen 150 (lower right diagram) of FIG. 1B is a display example of a result of detecting an object based on an output signal that does not detect an object outside the predetermined approach speed range in the present embodiment.
  • the non-detected stationary object ⁇ disappears when compared with the display screen 130, and when compared with the display screen 140, the object other than the object in the predetermined approach speed range, that is, the separated object and the approach outside the predetermined approach speed range.
  • the object has disappeared.
  • the approaching object 141 outside the predetermined approach speed range on the display screen 140 disappears on the display screen 150 (in FIG. 1B, the approaching object 151 is indicated by a broken line).
  • + is an approaching object and ⁇ is a separation object.
  • ⁇ is a separation object.
  • a display that can be easily discriminated by the user who monitors the display screen it may be displayed with other different marks or color differences. Good.
  • the signal processing apparatus synthesizes by subtracting the absolute values of at least two cross-correlation functions.
  • the predetermined speed range is a range including zero speed.
  • processing including at least one of position detection and speed detection of the target object is performed except for the target object in a predetermined speed range.
  • a waveform in which the mutual ambiguity function between the waveform of the transmission signal and the frequency corrected waveform is symmetric in the Doppler direction, and a gap is generated in the synthesized cross-ambiguity function Is used.
  • a waveform obtained by adding a waveform obtained by correcting different frequencies with respect to the waveform of the transmission signal, or a waveform obtained by adding a waveform obtained by expanding / contracting the waveform of the transmission signal differently on the time axis is used.
  • the transmission signal used in the present embodiment is a waveform in which the value of the self-ambiguity function becomes large around zero delay time and zero frequency deviation, and is a sine wave of frequency modulation of SFM (Sinusoidal Frequency Modulation) waveform.
  • SFM Seusoidal Frequency Modulation
  • a waveform in which the frequency increases or decreases in a curved line and the frequency bandwidth increases or decreases in a curved line in time is included.
  • This transmission signal is a waveform obtained by modulating the frequency bandwidth.
  • the first waveform in which the frequency increases and decreases in a curve and the frequency bandwidth increases and decreases in a curve in time, and the increase and decrease in frequency are symmetric with respect to the time direction or the frequency direction.
  • a waveform obtained by superimposing the second waveform is also used.
  • BM-SFM which is a waveform obtained by modulating the frequency modulation bandwidth of the SFM waveform
  • TASFM Twin ASFM
  • FIG. 3B is a block diagram showing a configuration of the signal processing device 350 according to the base technology.
  • the signal processing device 350 includes a transmission waveform generation unit 351 and a correlation calculation unit 354.
  • the transmission waveform generation unit 351 generates a transmission waveform, sends it to the wireless transmission unit 352, and sends the transmission waveform to the correlation calculation unit 354.
  • the wireless transmission unit 352 performs frequency conversion or the like on the transmission waveform, converts it to a wireless signal, and transmits it from the transmission antenna 356.
  • the wireless reception unit 353 receives the reflected signal 332 obtained by reflecting the transmission signal 331 by the target object 330 via the reception antenna 357, performs frequency conversion of the received wireless signal, and the like, and performs a desired frequency. It sends to the correlation calculation part 354 as a received waveform of a zone
  • the correlation calculation unit 354 calculates a cross-correlation function between the transmission waveform and the reception waveform and sends it to the absolute value 355.
  • the presence of the target object 330 and the distance to the target object 330 are detected from the cross-correlation function output by the absolute value 355.
  • the distance detection capability is confirmed by a display called an ambiguity function.
  • the ambiguity function is defined by Equation 1 as described in Non-Patent Document 2.
  • a ( ⁇ , ⁇ ) is an ambiguity function
  • ⁇ is a time difference
  • ⁇ is a frequency shift amount (Doppler effect)
  • U (t) is a waveform representing a time t. * Is the complex conjugate, e is the base of the natural logarithm, i is the imaginary unit, and ⁇ is the pi.
  • the ambiguity function according to Equation 1 is also called a self-ambiguity function.
  • a general ambiguity function (Cross ambiguity function) of Equation 2 is a relation between the two functions.
  • U1 (t) and U2 (t) are waveforms having a cross-correlation.
  • the case where U1 (t) and U2 (t) are the same is the self-ambiguity function.
  • the ambiguity function has a time axis (time) and a frequency shift (doppler) axis.
  • the ambiguity function is a complex number, but its absolute value is indicated by density for easy viewing of the figure.
  • the spectrogram is as shown in FIG. 3C, and the self-ambiguity function (the mutual ambiguity function when the transmission waveform confidence is used as the correlation waveform). ) Is shown in FIG. 3D.
  • the sensitivity decreases as the speed of the reflecting object increases.
  • the doppler is 0.1 ⁇ 104 (m / s)
  • the time that is, the distance can be accurately detected
  • the doppler is 0.5 ⁇ 104 (m / s).
  • the value of the mutual ambiguity function will be small, and not only the speed and distance will be detected.
  • a stationary object or a stationary object in post-processing that detects an object position, distance, or velocity by controlling the signal processing device so as not to detect a reflection signal of a stationary object or an object in a predetermined speed range including stationary.
  • processing of an object in a predetermined speed range including stillness can be omitted.
  • a configuration in the case where the present invention is a specific radar device is shown.
  • the correlation waveform for obtaining the correlation two types of waveforms obtained by performing frequency correction on the transmission waveform are used, and respective cross-correlation functions are synthesized.
  • the feature of this embodiment is that there are a plurality of correlation processing units and the relationship between the correlation waveforms used in each correlation function processing unit.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining a processing outline 200 of the signal processing apparatus according to the present embodiment.
  • the relationship between the transmission waveform and the two correlation waveforms will be described by schematically representing an ambiguity function.
  • the self-ambiguity function is a mutual ambiguity function when a transmission waveform is used as a correlation waveform, but when using a waveform that has been subjected to frequency correction with a Doppler effect applied to the transmission waveform, the island is It is formed at a location shifted by the amount of the Doppler effect applied.
  • each island in the generation of correlation waveforms used by a plurality of correlation processing units, each island is formed at a place shifted in the reverse direction in the Doppler direction, and when the absolute value is taken and subtracted, Doppler zero is performed.
  • a correlation waveform is generated such that a gap having a value of the ambiguity function equal to or smaller than a threshold value is formed in a range including.
  • FIGS. 2B and 2C show the mutual ambiguity functions 22A and 22B between the correlation waveform used in the correlation processing unit and the transmission waveform. If the amount of frequency correction is appropriately designed, islands having shapes symmetrical to each other can be formed as shown in FIGS. 2B and 2C.
  • This gap formation generates an output signal that does not include the detection signal of the low-speed object including the stationary state, that is, the low-speed object including the stationary state. It is only necessary to process the received signal, thereby simplifying and speeding up the processing. Further, as shown in FIG. 2A, there are a plurality of waveforms in which the self-ambiguity function forms an island and the cross-correlation function and the mutual ambiguity function between these waveforms become small. If these waveforms are used, an effect that it is possible to operate in the same frequency band can be obtained.
  • FIG. 3A is a block diagram illustrating a functional configuration of the signal processing device 310 according to the present embodiment.
  • the signal processing device 310 according to the present embodiment is shown as a receiver.
  • the signal processing apparatus 310 according to the present embodiment may include the transmitter 320.
  • the transmitter 320 includes a transmission waveform generation unit 321, a wireless transmission unit 322, and a transmission antenna 323.
  • the transmission waveform generation unit 321 generates a transmission waveform and sends the transmission waveform to the wireless transmission unit 322.
  • the wireless transmission unit 352 performs frequency conversion or the like on the transmission waveform, converts the transmission waveform into a wireless signal, and transmits the transmission signal from the transmission antenna 323 toward the target object 330 as the transmission signal 331.
  • the signal processing device 310 includes a wireless reception unit 311, a correlation processing unit 312, a correlation processing unit 313, a combining unit 314, and a receiving antenna 315.
  • the radio reception unit 311 receives the reflected signal 332 from the target object 330 via the reception antenna 315, performs frequency conversion of the received radio signal, and the like, and performs a correlation processing unit 312 and a reception waveform in a desired frequency band as a received waveform.
  • Correlation processing units 312 and 313 generate different correlation waveforms based on the transmission waveform or transmission waveform information, calculate the cross-correlation function between the received waveform and each correlation waveform, and send it to the synthesis unit 314. .
  • the synthesizing unit 314 includes absolute value generating units 341 and 342, a subtracting unit 343, and an absolute value generating unit 344, and receives the cross-correlation functions from the correlation processing units 312 and 313 and takes respective absolute values. Then, the combined cross-correlation function is output from the output unit 316.
  • the absolute value generation unit 344 indicated by a broken line has a post-processing unit that performs post-processing including object position detection, distance detection, speed detection, and the like using the output signal from the output unit 316.
  • the combining unit 314 may not be included. The same applies to the following embodiments.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a functional configuration of the correlation processing units 312 and 313 according to the present embodiment.
  • the correlation processing unit 312 includes a correlation waveform generation unit 401 and a correlation calculation unit 402.
  • Correlation waveform generation section 401 receives a transmission waveform or transmission waveform information, and generates a waveform obtained by performing constant expansion and contraction on the transmission waveform as a correlation waveform.
  • the correlation calculation unit 402 calculates the cross correlation between the received waveform and the correlation waveform.
  • the correlation processing unit 313 has the same configuration as that of the correlation processing unit 312, but the correlation waveform generated by the correlation waveform generation unit 401 is different.
  • the difference between the correlation processing units 312 and 313 is a difference in the amount of frequency correction applied to the correlation waveform.
  • the correlation processing unit 312 and the correlation processing unit 313 set the amount of frequency correction so as to be symmetric with respect to the speed at which the sensitivity is desired to be lowered.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a functional configuration of the correlation waveform generation unit 401 according to the present embodiment.
  • Correlation waveform generation section 401 generates a frequency-corrected waveform equivalent to applying the Doppler effect to the transmission waveform.
  • a waveform obtained by frequency shifting the transmission waveform or a waveform obtained by expanding / contracting the transmission waveform in the time direction may be generated.
  • the amount of frequency correction to be applied is appropriately set by the correlation processing unit.
  • the correlation waveform generation unit 401+ indicates the correlation waveform generation unit 401 included in the correlation processing unit 312, and the correlation waveform generation unit 401 ⁇ indicates the correlation waveform generation unit 401 included in the correlation processing unit 313.
  • the correlation waveform generation unit 401+ has a correction waveform generation unit 501+ that corrects the frequency to plus
  • the correlation waveform generation unit 401- has a correction waveform generation unit 501- that corrects the frequency to minus.
  • (Synthesizer) 6A and 6B are diagrams illustrating a synthesis process of the synthesis unit 314 when the central portion of the ambiguity function according to the present embodiment is viewed as a cross section.
  • FIG. 6B is a diagram showing a composition process of the composition unit 314 when the detection range at the center of the ambiguity function according to the present embodiment is viewed as a cross section. 6B repeatedly shows the absolute value 605 of FIG. 6A.
  • the speed is centered on 0 (zero).
  • detection of an object in a narrower speed range can be omitted.
  • the absolute value 607 when the speeds are separated from each other in the direction opposite to 0 (zero) it is possible to omit detection of an object in a wider speed range centering on the speed of 0 (zero).
  • the speed range in which detection is omitted can also be changed by changing the threshold Th. For example, by increasing the threshold Th, it is possible to omit detection of an object in a wider speed range centering on the speed 0 (see 608).
  • Spectrogram and ambiguity function examples of observation display of features in each part of the present embodiment are shown in FIGS. 7 to 9A.
  • the ambiguity function is a complex number, but its absolute value is shown as a density for easy viewing of the drawing.
  • FIG. 7 is a diagram showing spectrograms 710 and 720 of the transmission waveform according to the present embodiment.
  • the transmission waveform in the present embodiment is a newly devised BM-SFM (Bandwidth Modulator-Sinusoidal Frequency Modulation) waveform as a particularly excellent waveform.
  • the BM-SFM is a waveform obtained by modulating the frequency bandwidth, and the frequency increases and decreases in a curved line, and the frequency bandwidth increases and decreases in a curved line with time.
  • FIG. 7 shows spectrograms 710 and 720 of two types of BM-SFM waveforms.
  • this waveform is an FM modulated wave (SFM) whose frequency oscillates in a sine wave shape, and is further modulated so that the bandwidth of the FM modulation of the SFM is increased or decreased.
  • SFM FM modulated wave
  • the difference in the waveform examples is the difference in the number of times (periods) of the SFM sinusoidal vibration.
  • the waveform of spectrogram 710 oscillates 10.5 times in 1 millisecond, whereas the waveform of spectrogram 720 oscillates 15.5 times.
  • FIG. 8 is a diagram showing the self-ambiguity functions 810 and 820 according to the present embodiment. Note that the maximum value of the Doppler shift in FIG. 8 corresponds to the speed of an artificial satellite or rocket.
  • the self ambiguity function 810 is a self ambiguity function of the BM-SFM waveform example of the spectrogram 710
  • the self ambiguity function 820 is a self ambiguity function of the BM-SFM waveform example of the spectrogram 720.
  • islands concentrated near the center are formed in the self-ambiguity function of these waveforms by complex modulation.
  • the self-ambiguity function 810 there is an island at a distance, but since there are only satellites and rockets at this speed, there is no practical problem. When the number of vibrations is further increased, the distant island can be further distant from being substantially invisible as in the self-ambiguity function 820.
  • FIG. 9A is a diagram showing a mutual ambiguity function synthesized by the synthesis unit 314 according to the present embodiment.
  • FIG. 9A when the amount of Doppler effect in the correlation processing unit is +0.0005 percent (1.000005) and ⁇ 0.0005 percent (about 0.999995) with respect to the BM-SFM waveform example of the spectrogram 720, the synthesis unit The mutual ambiguity function of the correlation function output by 314 is shown in FIG. 9A.
  • the lower view of FIG. 9A is an enlargement of the upper view of FIG. 9A in the vertical direction, that is, the Doppler direction.
  • the same effect can be obtained when the BM-SFM waveform example of the spectrogram 720 is replaced with the BM-SFM waveform example of the spectrogram 710.
  • the mutual ambiguity function between the BM-SFM waveform example of the spectrogram 720 and the BM-SFM waveform example of the spectrogram 710 is small and separable, and an effect of enabling a plurality of operations in the same frequency band can be obtained.
  • the difference between the BM-SFM waveform example of the spectrogram 720 and the BM-SFM waveform example of the spectrogram 710 is the difference in the frequency of sinusoidal frequency modulation. You can make many possible waveforms.
  • the self-ambiguity function is almost symmetrical, and a separable waveform can be created.
  • different waveforms may be used depending on the radar.
  • the waveform used in this embodiment has a long duration, there is an effect that the maximum power value for obtaining the same signal-to-noise ratio is smaller than that of the pulse Doppler radar.
  • FIG. 9B is a diagram showing the relationship between the synthesis state of the mutual ambiguity function synthesized by the synthesis unit 314 according to this embodiment and the output cross-correlation function. Note that post-processing is not limited to this example. This includes any post-processing to which a signal generated by the processing that makes it difficult to detect an object in the predetermined speed range of the present embodiment is applied.
  • the absolute value is further subtracted from the subtraction result of the absolute values of the two mutual ambiguity functions, so that the range below the threshold Th is centered on Doppler zero. Generated. Note that such a combined state is merely an example, and may be appropriately adjusted according to other conditions of the signal processing device 310.
  • the lower diagram of FIG. 9B shows a cross-correlation function 940 when there are two objects having different moving speeds as an example.
  • the cross-ambiguity function if the cross-correlation function value is greater than or equal to the specified value, the object is detected if the moving speed of the moving object is zero or close to zero in the Doppler shift direction. If it is not (see 942 in FIG. 9B) and is outside a predetermined range including zero, the object can be accurately detected (see 941 in FIG. 9B).
  • FIG. 10 is a diagram showing a spectrogram 1000 of another transmission waveform according to the present embodiment.
  • This transmission waveform is obtained by adding two waveforms obtained by reversing the direction of frequency modulation in ASFM.
  • TASFM TwinFMASFM
  • the center frequency was 1 GHz
  • the FM modulation bandwidth was 2 MHz ( ⁇ 1 MHz)
  • the waveform length was 30 microseconds.
  • the resolution is insufficient, and it seems that the FM modulation bandwidth is projected, but the black solid line is the intended frequency modulation curve.
  • FIG. 11 is a diagram showing a self-ambiguity function 1100 in another transmission waveform according to the present embodiment.
  • the ASFM mutual ambiguity function is not symmetric with respect to the Doppler direction, but by adding waveforms with a symmetric FM modulation direction, a symmetric self-ambiguity is obtained as shown in FIG. 11. You can get a function.
  • FIG. 12 is a diagram in which the mutual ambiguity function 1210 and the synthesized correlation function ambiguity function 1220 in another transmission waveform according to the present embodiment are three-dimensionally displayed over a wide time range.
  • FIG. 13 is a block diagram illustrating a hardware configuration of the signal processing device 310 according to the present embodiment.
  • a CPU (Central Processing Unit) 1310 is a processor for arithmetic control, and implements the functional components shown in FIGS. 3A, 4 and 5 by executing a program. Note that there may be a plurality of CPUs 1310 corresponding to the respective functions.
  • ROM (Read Only Memory) 1320 stores initial data and fixed data such as programs and programs.
  • the network interface 1330 controls communication with other devices via the network.
  • a RAM (Random Access Memory) 1340 is a random access memory used by the CPU 1310 as a work area for temporary storage.
  • the RAM 1340 has an area for storing data necessary for realizing the present embodiment.
  • the transmission waveform 1341 stores the transmission waveform of the transmission signal used or used.
  • the reflected signal 1342 stores the reflected signal received by being reflected from the target object.
  • the correlation waveform A 1343 stores one correlation waveform generated based on the transmission waveform 1341 in the present embodiment.
  • the correlation waveform B1344 stores the other correlation waveform generated based on the transmission waveform 1341. Correlation waveform A 1343 and correlation waveform B 1344 are generated so that a gap is created around Doppler zero in the mutual ambiguity function when the absolute values of the two mutual ambiguity functions are subtracted.
  • the cross-correlation function A 1345 moved in the velocity plus direction is a cross-correlation calculation result between the correlation waveform A and the reception waveform of the reflected signal 1342.
  • a cross-correlation function B 1346 moved in the direction of negative speed is a cross-correlation calculation result between the correlation waveform B and the reception waveform of the reflected signal 1342.
  • the combined cross-correlation function 1347 is a cross-correlation calculation result obtained by combining the cross-correlation function A 1345 moved in the velocity plus direction and the cross-correlation function B 1346 moved in the velocity minus direction and having a gap near zero. is there.
  • the target object detection result 1348 is information including the acquired distance to the target object or the moving speed of the target object based on the combined cross correlation function 1347.
  • the input / output data 1349 is data input / output to / from an input / output device including the wireless reception unit 311 via the input / output interface 1360.
  • the storage 1350 stores a database, various parameters, or the following data or programs necessary for realizing the present embodiment.
  • the transmission waveform database 1351 is a database that stores transmission waveforms to be used.
  • the correlation waveform generation table 1352 is a table for generating the correlation waveform A 1343 and the correlation waveform B 1344 by correcting the used transmission waveform 1341.
  • the target object recognition algorithm 1353 is an algorithm for detecting a target object in the present embodiment when the signal processing device 310 includes a post-processing unit.
  • the storage 1350 stores the following programs.
  • the signal processing program 1354 is a program that controls the overall processing of the signal processing device 310 of the present embodiment.
  • the signal transmission / reception module 1355 is a module that controls transmission of transmission signals and reception of reflected signals.
  • the correlation waveform generation module 1356 is a module that generates a correlation waveform A 1343 and a correlation waveform B 1344 based on the transmission waveform 1341, using the correlation waveform generation table 1352.
  • the cross-correlation calculation module 1357 is a module for calculating the cross-correlation between the reception waveform of the reflected signal and each correlation waveform.
  • the cross-correlation synthesis module 1358 is a module that synthesizes each cross-correlation function calculated by the cross-correlation calculation module 1357.
  • the target object detection module 1359 is a module that detects a target object based on the cross-correlation function synthesized by the cross-correlation synthesis module 1358 when the signal processing device 310 includes a post-processing unit.
  • the input / output interface 1360 provides an interface for controlling data input / output with the input / output device.
  • a radio reception unit 311 that receives a signal from the reception antenna 315 and a radio transmission unit 322 that transmits a signal to the transmission antenna 323 are connected to the input / output interface 1360.
  • the signal processing apparatus 310 is an apparatus having only a target object detection function based on reception of a reflected signal, the transmission antenna 323 and the wireless transmission unit 322 are not required.
  • a display unit 1361, an operation unit 1362, and a voice input / output unit 1363 may be further connected to the input / output interface 1360.
  • RAM 1340 and the storage 1350 in FIG. 13 do not show programs and data related to general-purpose functions and other realizable functions of the signal processing device 310.
  • FIG. 14 is a diagram showing a configuration of the correlation waveform generation table 1352 according to the present embodiment.
  • the correlation waveform generation table 1352 is used to generate a correction waveform by finely correcting the waveform based on the transmission waveform to obtain a correlation waveform.
  • the correlation waveform generation table 1352 stores data 1402 for generating the correlation waveform A of this embodiment and data 1403 for generating the correlation waveform B in association with the transmission waveform 1401.
  • the correlation waveform A data 1402 and the correlation waveform B data 1403 are corrected so that a gap is formed in the vicinity of zero when the absolute value is subtracted in the mutual ambiguity function.
  • an appropriate correction waveform corresponding to each transmission waveform 1401 is stored as a correlation waveform.
  • the plurality of transmission waveforms 1401 include, but are not limited to, the BM-SFM waveforms having different frequency change periods shown in FIGS. 6A and 6B and the TASFM waveforms shown in FIG.
  • FIG. 15A is a flowchart illustrating a processing procedure of the signal processing device 310 according to the present embodiment. This flowchart is executed by the CPU 1310 of FIG. 13 using the RAM 1340, and implements the functional components of FIGS. 3A, 4 and 5.
  • step S1501 the signal processing device 310 acquires a transmission waveform.
  • the transmission waveform is acquired from the transmitter 320 or from a storage unit (not shown) in which the transmission waveform is stored in advance.
  • the signal processing apparatus 310 has a transmission function, it is acquired from the transmission waveform generation unit 321.
  • the signal processing device 310 executes correlation waveform generation processing for generating two correlation waveforms for calculating a cross-correlation function with the reception waveform based on the transmission waveform.
  • step S1505 the signal processing device 310 receives the reflection signal from the target object and generates a reception waveform.
  • step S1507 the signal processing device 310 calculates two cross-correlation functions from the received waveform and the two correlation waveforms generated in step S1503.
  • step S1509 the signal processing device 310 synthesizes (subtracts) the absolute values of the two cross-correlation functions. If the signal processing device 310 includes a post-processing unit, the signal processing device 310 detects the target object from the combined cross-correlation function in step S1511.
  • FIG. 15B is a flowchart showing a procedure of correlation waveform generation processing (S1503) according to the present embodiment.
  • step S1523 the signal processing device 310 corrects the transmission waveform with the frequency correction set acquired in step S1521, and generates a correction waveform set.
  • step S1525 the signal processing device 310 sets the generated correction waveform group as a correlation waveform group.
  • two waveforms obtained by frequency shifting the transmission waveform are created, and the cross correlation with the reception waveform is subtracted by an absolute value, thereby making it difficult to react to reflection from an object at a specific speed. it can.
  • the transmission waveform is not a short pulse, the maximum power consumption is small.
  • the signal processing apparatus does not generate a gap near the Doppler zero (stationary) by subtracting the absolute value of the cross-correlation function, but instead of a predetermined speed away from the Doppler zero. It differs in that it creates a gap in the range. Since other configurations and operations are the same as those of the second embodiment, the same configurations and operations are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the sensitivity is lowered not only for a stationary object but also for a reflecting object at a specific speed. For example, it can be used when you want to find another airplane from an airplane and do not want to find objects on the ground. If the speed of the low sensitivity is the same as the speed of the radar installation platform, the sensitivity to the stationary object will be low even from the moving platform. Since the relative speed varies depending on the direction, the directivity of the radar antenna must also be considered. For example, if the front has a sharp directivity, it is possible to make it difficult to detect reflection from an object with an excessive speed.
  • FIG. 16 is a diagram for explaining a processing outline 1600 of the signal processing apparatus according to the present embodiment.
  • the same components as those in FIG. 16 are identical to FIG. 16 and the same components as those in FIG. 16
  • the self-ambiguity function of the transmission waveform shown in (a) of FIG. 16 is the same as (a) of FIG. 2, but the amount of frequency correction is different, so that (b) and (c) of FIG. 2 (b) and (c) in FIG. 2 are translated in the negative direction on the doppler axis.
  • (d) of FIG. 16 which is the result of the synthesis shows a speed (doppler) having a lower sensitivity in the direction of separation compared to (d) of FIG.
  • FIG. 17 is a diagram showing the configuration of the correlation waveform generation table 1752 according to this embodiment.
  • the configuration of this embodiment is the same as that of FIG. 3A of the second embodiment, but the amount of frequency correction in the correlation processing units 312 and 313 is different.
  • the amount of Doppler effect in the correlation processing unit is +0.00015 percent (1.0000015) in the correlation waveform C1702, and ⁇ in the correlation waveform D1703. It is 0.00035 percent (about 0.9999965).
  • the numerical value of the correlation waveform generation table 1752 is not limited to FIG.
  • FIG. 18 is a diagram showing a mutual ambiguity function 1800 by synthesis with varying amounts of frequency shift according to the present embodiment.
  • FIG. 19A is a diagram for explaining a processing outline 1910 of the signal processing device according to the present embodiment.
  • the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • FIG. 19A shows the ambiguity function 230 which took the absolute value of the synthetic
  • the sensitivity is low near zero speed, particularly at zero speed.
  • a correlation processing unit is further added, and a correlation waveform that detects a reflecting object moving at high speed, that is, a large frequency correction is performed, and the absolute value thereof is taken (b) of FIG. 19A.
  • the mutual ambiguity functions 192Y and 192Z are generated.
  • the mutual ambiguity function 1930 of the cross-correlation function obtained in the output unit 316 is as shown in (d) of FIG.
  • the sensitivity can be increased at all other realistic speeds.
  • FIG. 19A two correlation processes are added in order to detect an extremely high-speed reflecting object, but one may be sufficient. Moreover, if more correlation processing units are added, a higher speed or a more precise speed can be detected.
  • FIG. 19B is a diagram for explaining another processing outline 1920 of the signal processing apparatus according to the present embodiment.
  • FIG. 19A the same components as those in FIG. 2 or FIG.
  • FIG. 19B (a) shows an ambiguity function 230 that takes the absolute value of the synthesis result of the synthesis unit 314 in the second embodiment.
  • the sensitivity is low near zero speed, particularly at zero speed.
  • a correlation processing unit is further added to shift to the Doppler minus side in order to reduce the sensitivity to an object that moves away at a predetermined speed, as shown in FIG. 19B (e).
  • the mutual ambiguity function 1630 is generated.
  • a correlation waveform for detecting a reflecting object moving at high speed that is, a large frequency correction is performed, and the mutual ambiguity functions 194Y and 194Z of (b) and (c) of FIG. Generate.
  • the mutual ambiguity function 1950 of the cross-correlation function obtained in the output unit 316 is ( As shown in d), in addition to the effect that the sensitivity decreases near zero speed and the sensitivity can be increased at all other realistic speeds, the sensitivity can be decreased near a predetermined separation speed.
  • FIG. 19B if the predetermined separation speed is controlled to be set to the moving speed of the signal processing device, the sensitivity of the stationary object and the object moving in the same direction at the same speed can be lowered.
  • description corresponding to the processing of FIG. 19B is omitted, but can be easily understood from the description of FIG. 20 to FIG. 24B.
  • FIG. 20 is a block diagram illustrating a functional configuration of the signal processing device 2010 according to the present embodiment.
  • the same functional components as those in FIG. 3A are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • the difference from FIG. 3A of the second embodiment is that a correlation processing unit 2015 and 2016 are added to the signal processing device 2010, and the combining unit 314 is replaced with a combining unit 2014.
  • the configuration of the correlation processing units 2015 and 2016 is similar to that of the correlation processing units 312 and 313, but the number of correction waveforms for generating a correlation waveform and the amount of frequency correction in each correction waveform are different. This plurality of different frequency corrections is for detecting even a high-speed object, and is larger than the frequency correction amount in the correlation processing units 312 and 313.
  • the absolute values of the cross-correlation functions obtained by the correlation processing units 2015 and 2016 are respectively taken by the absolute value generation units 2042 and 2043 so as not to interfere with each other.
  • the absolute values from the absolute value generation units 2042 and 2043 are added to the absolute value from the absolute value generation unit 2041 in the addition unit 2044 and output from the output unit 316 as a combined cross-correlation function.
  • FIG. 21 is a block diagram illustrating a functional configuration of the correlation processing units 2015 and 2016 according to the present embodiment.
  • the same functional components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • Correlation processing units 2015 and 2016 include a correlation waveform generation unit 2101 and a correlation calculation unit 402.
  • Correlation waveform generation section 2101 receives a transmission waveform or transmission waveform information, and generates a waveform obtained by adding two or more waveforms obtained by expanding and contracting the transmission waveform as a correlation waveform.
  • Correlation calculator 402 calculates the cross-correlation between the received waveform and the correlation waveform.
  • the correlation processing units 2015 and 2016 have the same configuration, but the correlation waveforms generated by the correlation waveform generation unit 2101 are different from each other.
  • FIG. 22 is a block diagram showing a functional configuration of the correlation waveform generation unit 2101 according to this embodiment.
  • the correction waveform generation unit 2201n generates a frequency-corrected waveform equivalent to the Doppler effect applied to the transmission waveform, and sends the waveform to the addition unit 2202.
  • FIG. 23 is a diagram showing a configuration of the correlation waveform generation table 2352 according to the present embodiment.
  • the same components as those in FIG. 14 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • Correlation waveform generation table 2352 generates correlation waveform X of this embodiment in addition to correlation waveform A data 1402 and correlation waveform B data 1403 that generate a gap near Doppler zero in association with transmission waveform 1401.
  • Data 2304 for generating the correlation waveform Y and data 2305 for generating the correlation waveform Y are stored.
  • As the data 2304 a plurality of correction waveforms that generate the correlation waveform X and an addition waveform X obtained by adding the plurality of correction waveforms are stored.
  • As the data 2305 a plurality of correction waveforms that generate the correlation waveform Y and an addition waveform X obtained by adding the plurality of correction waveforms are stored.
  • the correlation waveform X data 2304 is indicated by a first correction waveform, a third correction waveform,..., And the correlation waveform Y data 2305 is indicated by a second correction waveform, a fourth correction waveform,. It shows that the degree functions are corrected so as to fill each other.
  • FIG. 24A is a flowchart illustrating a processing procedure of the signal processing device 2010 according to the present embodiment. This flowchart is executed by the CPU 1310 shown in FIG. 13 using the RAM 1340, and implements the functional components shown in FIGS. In FIG. 24A, the same steps as those in FIG. 15A are denoted by the same step numbers, and redundant description is omitted.
  • step S2401 the signal processing apparatus 2010 generates at least two correlation waveforms (two correlation waveforms in this example) connected to the detection speed for calculating a cross-correlation function with the reception waveform based on the transmission waveform.
  • the correlation waveform generation process is executed.
  • step S2403 the signal processing apparatus 2010 calculates two cross-correlation functions from the received waveform and the two correlation waveforms generated in step S2401.
  • step S2405 the signal processing device 2010 synthesizes (adds) the absolute value of the subtraction result in FIG. 15A and the absolute values of the two cross-correlation functions.
  • FIG. 24B is a flowchart showing a procedure of correlation waveform generation processing (S2401) according to the present embodiment.
  • the cross-correlation function values of two cross-ambiguity functions are overlapped at about half of the maximum value. Note that such a combined state is merely an example, and may be appropriately adjusted according to other conditions of the signal processing device 2010.
  • step S2423 the signal processing device 2010 corrects the transmission waveform with the frequency correction set acquired in step S2421, and generates a plurality of correction waveform sets.
  • step S2425 the signal processing device 2010 adds the generated correction waveforms in each set to generate a correlation waveform.
  • the sensitivity in addition to the effect that the sensitivity decreases near zero speed, the sensitivity can be increased at all other realistic speeds. Furthermore, the sensitivity can be lowered near a plurality of speeds.
  • the signal processing apparatus according to the present embodiment is different from the second to fourth embodiments in that the approaching object (approaching object) and the approaching object (distant object) are distinguished and detected. Since other configurations and operations are the same as those in the second to fourth embodiments, the same configurations and operations are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • FIG. 25 is a diagram for explaining a processing outline 2500 of the signal processing apparatus according to the present embodiment.
  • the magnitude of the ambiguity function is given a positive or negative sign.
  • 25A to 25D calculate a cross-correlation function between the correlation waveform obtained by adding the plurality of correction waveforms generated in the above embodiments and the reception waveform, and the mutual ambiguity functions 252E to 252H are calculated. Each is shown.
  • This mutual ambiguity function has sensitivity at low speeds in addition to the effect of low sensitivity near zero speed, and also has positive and negative signs depending on whether the Doppler (speed) is positive or negative, that is, whether it is approaching or moving away.
  • the Doppler speed
  • the sign is always positive, and it is possible to distinguish between an approaching object and a moving object.
  • FIG. 26 is a block diagram illustrating a functional configuration of the signal processing device 2610 according to the present embodiment.
  • the same reference numerals are assigned to the same functional components as those in FIG. 3A or FIG. 20, and duplicate descriptions are omitted.
  • the difference from the fourth embodiment shown in FIG. 20 is that the correlation waveforms used in the correlation processing units 2615 to 2618 are different.
  • the synthesis unit 2014 is replaced with a synthesis unit 2614.
  • the absolute value generation unit 2041 in the synthesis unit 2014 is deleted, and a subtraction unit 2646 is inserted in the path from the absolute value generation units 2042 and 2043 to the addition unit 2044.
  • FIG. 27 is a diagram showing a composition process of the composition unit 2614 when the central portion of the ambiguity function according to the present embodiment is viewed as a cross section.
  • FIG. 27 is a diagram schematically showing a cross section of FIG. 25 (e), (f), and (g) cut along the Doppler axis.
  • FIG. 27E shows a mutual ambiguity function 2701 output from the subtraction unit 343.
  • FIG. 27 (f) shows a mutual ambiguity function 2702 output from the subtraction unit 2646.
  • FIG. 27G shows the mutual ambiguity function 2703 output from the adding unit 2044.
  • the cross-correlation function corresponding to the mutual ambiguity function 2703 has the effect of reducing the sensitivity near zero speed, the sensitivity is constant at other speeds, and the object that moves away from the approaching object is separated. The effect of distinguishing is obtained.
  • the signal processing apparatus distinguishes and detects a moving object (approaching object) and a moving object (distant object).
  • the arrangement is different. Since other configurations and operations are the same as those of the fifth embodiment, the same configurations and operations are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • FIG. 28 is a diagram for explaining a processing outline 2800 of the signal processing apparatus according to the present embodiment.
  • the magnitude of the ambiguity function is given a positive or negative sign.
  • the same components as those in FIG. 25 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • This mutual ambiguity function has sensitivity at low speeds in addition to the effect of low sensitivity near zero speed, and also has positive and negative signs depending on whether the Doppler (speed) is positive or negative, that is, whether it is approaching or moving away.
  • the Doppler speed
  • the sign is always positive, and it is possible to distinguish between an approaching object and a moving object.
  • FIG. 29 is a block diagram showing a functional configuration of a signal processing device 2910 according to this embodiment.
  • the same functional components as those in FIG. 26 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • the synthesis unit 2614 is replaced with a synthesis unit 2914.
  • the subtracting units 343 and 2646 in the combining unit 2614 are replaced with adding units 2943 and 2946, and the adding unit 2044 is replaced with a subtracting unit 2947.
  • FIG. 30 is a diagram showing a composition process of the composition unit 2914 when the central portion of the ambiguity function according to the present embodiment is viewed as a cross section.
  • FIG. 30 is a diagram schematically showing a cross section of FIGS. 28 (h), (i), and (g) cut along the Doppler axis.
  • FIG. 30 (h) shows the mutual ambiguity function 3001 output from the adder 2943.
  • FIG. 30 (i) shows a mutual ambiguity function 3002 output from the adder 2946.
  • FIG. 30 (g) shows a mutual ambiguity function 3003 output from the subtraction unit 2947.
  • the cross-correlation function corresponding to the mutual ambiguity function 3003 has the effect of lowering the sensitivity near zero speed, the sensitivity is constant at other speeds, and the object moving away from the approaching object is separated. The effect of distinguishing is obtained.
  • the signal processing apparatus according to the present embodiment is different from the fourth to sixth embodiments in that a maximum value is output from the output unit.
  • Other configurations and operations are the same as those in the fourth to sixth embodiments. Therefore, the same configurations and operations are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • FIG. 31 is a block diagram illustrating a functional configuration of the signal processing device 3110 according to the present embodiment.
  • the same functional components as those in FIG. 20 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • the combining unit 3114 includes a maximum value output unit 3145 in addition to FIG. 20 of the fourth embodiment.
  • FIG. 32 is a diagram showing a composition process of the composition unit 3114 when the central portion of the ambiguity function according to the present embodiment is viewed as a cross section.
  • 32 (a) when the sensitivity near zero speed is adjusted, the magnitude of the mutual ambiguity function 3201 changes as indicated by the solid line 3212 and the alternate long and short dash line 3211.
  • 32 (a) is simply added to the mutual ambiguity function obtained by adding the absolute values of the mutual ambiguity functions 3202 and 3203 of FIGS. 32 (b) and 32 (c), the (d) of FIG.
  • alternate long and short dash lines 3243 and 3244 As indicated by alternate long and short dash lines 3243 and 3244, the sensitivity at a part of the speed other than the vicinity of the speed of zero changes greatly.
  • the maximum value is taken, it is possible to reduce the change in sensitivity other than the vicinity of zero speed, as indicated by the alternate long and short dash line 3243 and the solid line 3245.
  • the sensitivity near zero speed is low, and an object at a speed other than that is detected, and the sensitivity change near zero speed is detected. Can be small.
  • the present invention may be applied to a system composed of a plurality of devices, or may be applied to a single device. Furthermore, the present invention can also be applied to a case where an information processing program that implements the functions of the embodiments is supplied directly or remotely to a system or apparatus. Therefore, in order to realize the functions of the present invention on a computer, a program installed on the computer, a medium storing the program, and a WWW (World Wide Web) server that downloads the program are also included in the scope of the present invention. . In particular, at least a non-transitory computer readable medium storing a program for causing a computer to execute the processing steps included in the above-described embodiments is included in the scope of the present invention.
  • Appendix 2 The signal processing apparatus according to claim 1, wherein the synthesizing means includes means for subtracting absolute values of the at least two cross-correlation functions.
  • Appendix 3 The signal processing apparatus according to appendix 1 or 2, wherein the predetermined speed range is a range including zero speed.
  • Appendix 4 The signal processing apparatus according to any one of appendices 1 to 3, wherein the post-processing includes at least one of position detection and speed detection of the target object excluding the target object in the predetermined speed range.
  • the at least two cross-correlation calculating means as the different correlation waveforms, have a mutual ambiguity function between the waveform of the transmission signal and the frequency-corrected waveform symmetric in the Doppler direction, and the mutual ambiguity synthesized by the synthesizing means. 5.
  • the signal processing apparatus according to any one of appendices 1 to 4, wherein a waveform that generates a gap in the degree function is used.
  • the at least two cross-correlation calculating means add, as the different correlation waveforms, a waveform obtained by adding waveforms obtained by correcting different frequencies with respect to the waveform of the transmission signal, or expansion / contraction that differs in time axis with respect to the waveform of the transmission signal. 6.
  • the signal processing apparatus according to any one of appendices 1 to 5, further using a waveform obtained by adding the waveforms obtained by performing the steps described above.
  • the transmission signal includes a waveform in which the value of the self-ambiguity function is increased around zero delay time and zero frequency deviation, and includes a waveform obtained by modulating a frequency modulation sine wave of an SFM (Sinusoidal Frequency Modulation) waveform.
  • the signal processing apparatus according to appendices 1 to 6.
  • Appendix 8 The signal processing according to any one of appendices 1 to 6, wherein the transmission signal includes a waveform obtained by modulating a frequency bandwidth so that a frequency increases and decreases in a curved line and a frequency bandwidth increases and decreases in a curved line with time.
  • apparatus (Appendix 9)
  • the transmission signal has a first waveform in which the frequency increases and decreases in a curved line and the frequency bandwidth increases and decreases in a curve in time, and a second waveform in which the frequency increase and decrease is symmetrical with respect to the time direction or the frequency direction.
  • the signal processing apparatus according to any one of appendices 1 to 6, wherein the signal processing device is a superimposed waveform (Appendix 10) At least two cross-correlation calculations for calculating a cross-correlation function between a reflected signal waveform obtained by reflecting a transmission signal whose frequency varies with a target object and a different correlation waveform generated from the waveform of the transmission signal.
  • Appendix 10 At least two cross-correlation calculations for calculating a cross-correlation function between a reflected signal waveform obtained by reflecting a transmission signal whose frequency varies with a target object and a different correlation waveform generated from the waveform of the transmission signal.
  • a signal processing method including: (Appendix 11) At least two cross-correlation calculations for calculating a cross-correlation function between a reflected signal waveform obtained by reflecting a transmission signal whose frequency varies with a target object and a different correlation waveform generated from the waveform of the transmission signal.
  • Steps A synthesizing step of synthesizing at least two cross-correlation functions from the at least two cross-correlation calculating means so as to make it difficult to detect a target object in a predetermined speed range, and outputting to a post-processing unit;
  • a signal processing program for causing a computer to execute.

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Abstract

所定速度範囲の物体を検知しない物体検出を実現するため、周波数が変化する送信信号が対象物体で反射されたことにより得られる反射信号の波形と、前記送信信号の波形から生成した異なる相関波形との相互相関関数をそれぞれ計算する、少なくとも２つの相互相関計算部と、少なくとも２つの相互相関計算部からの少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成して、後処理部に出力する合成部と、を備える。

Description

信号処理装置および信号処理方法
　本発明は、信号処理装置および信号処理方法に関する。
　上記技術分野において、非特許文献１には、対象物体までの距離を測定するために、電波を送信し、対象物体から反射した電波を受信し、受信した電波の波形と送信した電波の波形との相互相関関数で距離を測定する技術が開示されている。また、特許文献１には、音波信号の送信波形としてＳＦＭ波形の周波数変調の正弦波を変調した波形（いわゆる、ＡＳＦＭ(Accelerated Sinusoidal Frequency Modulation)波形）を使用することによって、対象物体までの距離および移動速度の少なくともいずれかを検知する技術が開示されている。
国際公開第２０１３／１２８８７８号
佐藤友治、平田慎之介、黒澤実、片桐崇「M系列符号を用いた超音波距離計測におけるパルス圧縮の多チャンネル化」　音響学会講演論文集　2008年9月、p.1527－1528 横田康成　講義資料　"信号処理　第３部　非定常信号解析，ケプストラム解析"、［online］、2003年5月22日、[2017年1月26日検索]、インターネット〈URL:https://www1.gifu-u.ac.jp/~yktlab/sp3.pdf〉
　しかしながら、上記文献に記載の技術では、静止物体を含めて、一定速度以下の全ての物体が検知される。静止物体を検知したくない場合に対応することができなかった。
　本発明の目的は、上述の課題を解決する技術を提供することにある。
　上記目的を達成するため、本発明に係る信号処理装置は、
　周波数が変化する送信信号が対象物体で反射されたことにより得られる反射信号の波形と、前記送信信号の波形から生成した異なる相関波形との相互相関関数をそれぞれ計算する、少なくとも２つの相互相関計算手段と、
　前記少なくとも２つの相互相関計算手段からの少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成して、後処理部に出力する合成手段と、　を備える。
　上記目的を達成するため、本発明に係る信号処理方法は、
　周波数が変化する送信信号が対象物体で反射されたことにより得られる反射信号の波形と、前記送信信号の波形から生成した異なる相関波形との相互相関関数をそれぞれ計算する、少なくとも２つの相互相関計算ステップと、
　前記少なくとも２つの相互相関計算手段からの少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成して、後処理部に出力する合成ステップと、
　前記少なくとも２つの相互相関計算手段からの少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成する合成ステップと、
　を含む。
　本発明によれば、所定速度範囲の物体を検知しない物体検出を実現することができる。
本発明の第１実施形態に係る信号処理装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る物体検知結果の表示例である。 本発明の第２実施形態に係る信号処理装置の処理概要を説明する図である。 本発明の第２実施形態に係る信号処理装置の機能構成を示すブロック図である。 前提技術に係る信号処理装置の構成を示すブロック図である。 前提技術における送信波形のスペクトログラムを示す図である。 前提技術における自己曖昧度関数を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る相関処理部の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係る相関波形生成部の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係る曖昧度関数の中央部を断面として見た合成部の合成処理を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る曖昧度関数の中央部の検知範囲を断面として見た合成部の合成処理を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る送信波形のスペクトログラムを示す図である。 本発明の第２実施形態に係る自己曖昧度関数を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る合成部で合成した相互曖昧度関数を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る合成部で合成した相互曖昧度関数の合成状態と出力される相互相関関数との関係を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る他の送信波形のスペクトログラムを示す図である。 本発明の第２実施形態に係る他の送信波形における自己曖昧度関数を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る他の送信波形における相互曖昧度関数および合成した相関関数の曖昧度関数を、時間を広域にして立体表示した図である。 本発明の第２実施形態に係る信号処理装置のハードウェア構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係る相関波形生成テーブルの構成を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る信号処理装置の処理手順を示すフローチャートである。 本発明の第２実施形態に係る相関波形生成処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第３実施形態に係る信号処理装置の処理概要を説明する図である。 本発明の第３実施形態に係る相関波形生成テーブルの構成を示す図である。 本発明の第３実施形態に係る周波数シフトの量を変えた合成による相互曖昧度関数を示す図である。 本発明の第４実施形態に係る信号処理装置の処理概要を説明する図である。 本発明の第４実施形態に係る信号処理装置の他の処理概要を説明する図である。 本発明の第４実施形態に係る信号処理装置の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る相関処理部の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る相関波形生成部の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る相関波形生成テーブルの構成を示す図である。 本発明の第４実施形態に係る信号処理装置の処理手順を示すフローチャートである。 本発明の第４実施形態に係る相関波形生成処理の手順を示すフローチャートである。 本発明の第５実施形態に係る信号処理装置の処理概要を説明する図である。 本発明の第５実施形態に係る信号処理装置の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態に係る曖昧度関数の中央部を断面として見た合成処理を示す図である。 本発明の第６実施形態に係る信号処理装置の処理概要を説明する図である。 本発明の第６実施形態に係る信号処理装置の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第６実施形態に係る曖昧度関数の中央部を断面として見た合成処理を示す図である。 本発明の第７実施形態に係る信号処理装置の機能構成を示すブロック図である。 本発明の第７実施形態に係る曖昧度関数の中央部を断面として見た合成処理を示す図である。
　以下に、図面を参照して、本発明の実施の形態について例示的に詳しく説明する。ただし、以下の実施の形態に記載されている構成要素は単なる例示であり、本発明の技術範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。
　［第１実施形態］
　本発明の第１実施形態としての信号処理装置１００について、図１Ａ、図１Ｂを用いて説明する。
信号処理装置１００は、物体から反射した信号により物体を検出するための信号を出力する装置である。
　図１Ａに示すように、信号処理装置１００は、少なくとも２つの相互相関計算部１０１と、合成部１０２と、を含む。少なくとも２つの相互相関計算部１０１は、周波数が変化する送信信号が対象物体で反射されたことにより得られる反射信号の波形と、送信信号の波形から生成した異なる相関波形との相互相関関数をそれぞれ計算する。合成部１０２は、少なくとも２つの相互相関計算部からの少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成して、後処理部に出力する。
　図１Ｂは、本実施形態に係る信号処理装置１００から出力された相互相関関数による物体検知結果の表示例である。なお、物体検知結果の表示例は図１Ｂに限定されない。
　図１Ｂの表示画面１３０（左図）は、全速度範囲に従って物体を検出した結果の表示例である。○のみは静止物体、○に＋は接近物体、○に－は離反物体である。なお、静止物体○は、速度ゼロを中心の所定速度範囲を含んでもよい。また、静止物体○は、検出側の信号処理装置１００が移動中の場合は、同じ速度で同じ方向に移動する物体となる。
　図１Ｂの表示画面１４０（右上図）は、本実施形態における静止物体○の検知をしない出力信号に基づいて物体を検出した結果の表示例である。表示画面１４０においては、表示画面１３０と比較すると検知しない静止物体○の表示が消えている。図１Ｂの表示画面１５０（右下図）は、本実施形態における所定接近速度範囲外の物体の検知をしない出力信号に基づいて物体を検出した結果の表示例である。表示画面１５０においては、表示画面１３０と比較すると検知しない静止物体○の表示が消え、さらに、表示画面１４０と比較すると、所定接近速度範囲の物体以外、すなわち離反物体および所定接近速度範囲外の接近物体が消えている。例えば、表示画面１４０の所定接近速度範囲外の接近物体１４１は、表示画面１５０では消えている（図１Ｂでは、破線の接近物体１５１で図示している）。
　なお、図１Ｂにおいては、＋を接近物体、－を離反物体としたが、表示画面を監視するユーザにより容易に判別が可能な表示として、他の異なるマークや色の違いなどで表示してもよい。
　本実施形態によれば、少なくとも２つの相互相関関数を所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成して、後処理部に出力するので、所定速度範囲の物体を検知しない物体検出を実現することができる。
　［第２実施形態］
　次に、本発明の第２実施形態に係る信号処理装置について説明する。本実施形態に係る信号処理装置は、少なくとも２つの相互相関関数のそれぞれの絶対値を減算することにより合成する。ここで、所定速度範囲は速度ゼロを含む範囲である。出力された相互相関関数を用いた後処理においては、所定速度範囲の対象物体を除く、対象物体の位置検出および速度検出の少なくともいずれかを含む処理が行なわれる。相互相関計算において用いられる異なる相関波形として、送信信号の波形と周波数補正した波形との相互曖昧度関数がドップラー方向に対称であり、かつ、合成した相互曖昧度関数に間隙が発生するような波形を用いる。さらに、異なる相関波形として、送信信号の波形に対して異なる周波数補正をした波形を加算した波形、または、送信信号の波形に対して時間軸で異なる伸縮をさせた波形を加算した波形を用いる。
　一方、本実施形態において用いられる送信信号は、自己曖昧度関数の値が遅延時間ゼロおよび周波数偏移ゼロの周辺で大きくなる波形であって、ＳＦＭ(Sinusoidal Frequency Modulation)波形の周波数変調の正弦波を変調した波形を含み、特に、周波数が曲線状に増減し、周波数帯域幅が時間的に曲線状に増減する波形を含む。この送信信号は、周波数帯域幅を変調した波形である。さらに、本実施形態における送信信号として、周波数が曲線状に増減し、周波数帯域幅が時間的に曲線状に増減する第１波形と、周波数の増減が時間方向または周波数方向に対して対称である第２波形とを重畳した波形も用いられる。具体的には、ＳＦＭ波形の周波数変調の帯域幅を変調した波形である、ＢＭ－ＳＦＭを使用する。また、ＡＳＦＭにおける周波数変調の方向を逆にした波形を２つ加算したものである、ＴＡＳＦＭ（Twin ASFM）と呼ぶ波形を使用する。
　このように、送信波形として自己曖昧度関数がドップラー方向に対称になる波形を使い、受信処理において、ドップラー効果に等価な周波数補正を行った波形による複数の相関結果の演算を行い、特定のドップラーに対する感度を低減する。
　《前提技術の説明》
　本実施形態の信号処理装置を説明する前に、信号処理装置の前提技術について説明する。非特許文献１では、送信波形としてＭ系列と呼ばれる波形を用いている。図３Ｂは、前提技術に係る信号処理装置３５０の構成を示すブロック図である。
　図３Ｂに示すように、信号処理装置３５０は、送信波形生成部３５１と、相関計算部３５４とを含む。送信波形生成部３５１は、送信波形を生成し、無線送信部３５２へと送るとともに、相関計算部３５４へ、送信波形を送る。無線送信部３５２は送信波形に周波数変換などを行い、無線信号へと変換して、送信アンテナ３５６から送信する。無線受信部３５３は、送信信号３３１が対象物体３３０で反射することによって得られた反射信号３３２を、受信アンテナ３５７を経由して受信し、受信した無線信号の周波数変換などを行い、所望の周波数帯域の受信波形として相関計算部３５４へと送る。相関計算部３５４は、送信波形と受信波形との相互相関関数を計算し、絶対値３５５へと送る。絶対値３５５が出力する相互相関関数から、対象物体３３０の存在、および、対象物体３３０までの距離を検出する。
　（曖昧度関数について）
　距離の検出能力について、曖昧度関数（ambiguity function）とよばれる表示で確認する。曖昧度関数は、非特許文献２に記載されるように、数式１で定義される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
ここでA(τ,ν)は曖昧度関数、τは時間差、νは周波数偏移量（ドップラー効果）、U(t)は波形を時刻tについて表現したものである。*は複素共役、eは自然対数の底、iは虚数単位、πは円周率をそれぞれ表す。
　数式１による曖昧度関数は、自己曖昧度関数とも呼ばれる。これを一般化して２つの関数の関係としたものが、数式２の相互曖昧度関数（Cross ambiguity function）である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
ここでU1(t)とU2(t)は相互相関をとる波形である。U1(t)とU2(t)が同一である場合が自己曖昧度関数である。曖昧度関数は、時間の軸（time）と周波数偏移量（doppler）の軸を有する。
　（速度・距離の検出について）
　以下、送信波形と相関波形に用いる波形によって、検出能力が変わることを、曖昧度関数を使って説明する。曖昧度関数は複素数であるが、図を見やすくするためにその絶対値を濃度で示す。
　送信波形と相関波形に特許文献１に開示された波形を用いた場合、そのスペクトログラムは図３Ｃのようになり、その自己曖昧度関数（相関波形として送信波形自信を用いた場合の相互曖昧度関数）を図３Ｄに示す。
　このＡＳＦＭでは、中心周波数１GHz、変調帯域幅10MHz（±5MHz）、波形時間長1ミリ秒で発生している。図３Ｃからわかるように、この変調帯域幅の範囲内で、直線状に周波数が変化している。相関波形として送信波形を用いた場合には、その相互曖昧度関数は自己曖昧度関数と同じであり、図３Ｄのようになる。ここで、縦軸のdopplerは、反射物体の移動速度に変換している。例えば、反射物体が移動しないことが明らかなのであれば、図３Ｄのdoppler=ゼロ(m/s)の軸を見ればよい。Time=0の狭い付近にのみ相互曖昧度関数が大きくなっており、時間、すなわち反射物体までの距離が正確にわかることになる。しかし、反射物体の速度が速くなるにしたがって感度が落ちてくる。例えばdopplerが0.1×104(m/s)、すなわち対象物が時速360kmの飛行機であるときには、timeすなわち距離も正確に検知できることがわかる、一方、速すぎる時、例えばdopplerが0.5×104(m/s)、すなわち対象物が時速1800km、マッハ1.5のロケットやミサイルであるときには、相互曖昧度関数の値が小さくなり、速度や距離だけでなく存在自体も検知しないことになる。
　しかし、上記前提技術では、静止物体を含んで、一定速度以下の物体を含む全ての物体が検知される。実際には、静止物体は検知したくない応用も多い。防衛監視用のレーダーでは、高速で動く飛行機のみ検知できればよい。飛行機からのレーダーでは、自機から見て一定速度になる静止物体は問題ではなく、それ以外の速度である他飛行機のみを検知できればよい。
　《本実施形態の説明》
　本実施形態においては、静止物体、あるいは、静止を含む所定速度範囲の物体の反射信号を信号処理装置において検知しないように制御することにより、物体位置、距離または速度を検出する後処理における静止物体、あるいは、静止を含む所定速度範囲の物体の処理を省略することができる。本実施形態においては、本発明を具体的なレーダー装置とした場合の構成を示す。相関をとる相関波形として、送信波形に周波数補正を施した波形を２種類用い、それぞれの相互相関関数を合成する。本実施形態の特徴は、相関処理部を複数有していることおよび、それぞれの相関関数処理部で用いる相関波形の関係にある。
　《信号処理装置の処理概要》
　図２は、本実施形態に係る信号処理装置の処理概要２００を説明する図である。図２においては、送信波形と２つの相関波形との関係について、曖昧度関数を模式的に表して説明する。
　送信波形として、図２の左図(a)に示すように、自己曖昧度関数２１０の値が大きい領域がdoppler=0、time=0に集中して島を形成する波形を用いる。例えば、図７に示す特許文献１の波形が該当する。
　自己曖昧度関数は、相関波形として送信波形を用いた場合の相互曖昧度関数であるが、相関波形として、送信波形にドップラー効果を施した周波数補正を行った波形を用いる場合には、島は施したドップラー効果の分だけシフトした場所に形成される。本実施形態においては、複数の相関処理部で使用する相関波形の生成においては、それぞれの島がドップラー方向で逆にシフトした場所に形成され、かつ、絶対値を取って減算した場合にドップラーゼロを含む範囲に曖昧度関数の値が閾値以下のギャップが形成されるような相関波形を生成する。
　図２の(b)および(c)は、相関処理部で用いる相関波形と、送信波形との相互曖昧度関数２２Ａおよび２２Ｂを示す。周波数補正の量を適切に設計すれば、図２の(b)および図２の(c)のようにお互いに対称な形の島を形成することができる。
　続いての図２の右図(d)を用いて、本実施形態の合成の処理と効果を説明する。本実施形態の合成処理では、受信波形と２つの相関波形とから計算された２つの相互相関関数のそれぞれの絶対値をとり、減算する。相互相関関数は複素数なので、そのまま減算すると干渉するが、絶対値を減算することで、干渉の問題を低減できる。その結果、図２の右図(d)に示すように、図２の中央図(b)と(c)とを単純に減算したような曖昧度関数２３０が得られる。この図２の右図(d)の曖昧度関数２３０は、ドップラーゼロを含む範囲に曖昧度関数の値が閾値以下のギャップが形成される。すなわち、この図２の(ｄ)の曖昧度関数には、doppler=0付近のところで横にほぼまっすぐ０（ゼロ）であり、横軸すなわち速度が０（ゼロ）の反射物体を検知しないことがわかる。また、速度が０（ゼロ）付近以外の反射物体は正しいtimeすなわち距離を検知できる。
　このギャップの形成は、ドップラーゼロを含む範囲、すなわち、静止を含む低速度の物体の検知信号を含まない出力信号が生成されるため、後処理においては既に静止を含む低速度の物体が除かれた受信信号を処理すればよく、処理の単純化および高速化を実現する。また、図２の(a)のように自己曖昧度関数が島を形成し、かつ、それらの波形間の相互相関関数、相互曖昧度関数が小さくなるような波形は複数存在する。これらの波形を用いれば、同一周波数帯域で運用することが可能であるという効果も得られる。
　《信号処理装置の機能構成》
　図３Ａは、本実施形態に係る信号処理装置３１０の機能構成を示すブロック図である。
図３Ａにおいては、本実施形態に係る信号処理装置３１０を受信機として示している。なお、本実施形態に係る信号処理装置３１０が送信機３２０を含む構成であってもよい。
　送信機３２０は、送信波形生成部３２１と、無線送信部３２２と、送信アンテナ３２３と、を備える。送信波形生成部３２１は、送信波形を生成し、無線送信部３２２へと送信波形を送る。無線送信部３５２は、送信波形に周波数変換などを行い、無線信号へと変換して、送信アンテナ３２３から送信信号３３１として、対象物体３３０に向けて送信する。
　図３Ａにおいて、信号処理装置３１０は、無線受信部３１１と、相関処理部３１２と、相関処理部３１３と、合成部３１４と、受信アンテナ３１５と、を備える。無線受信部３１１は、対象物体３３０からの反射信号３３２を、受信アンテナ３１５を経由して受信し、受信した無線信号の周波数変換などを行い、所望の周波数帯域の受信波形として相関処理部３１２および３１３へと送る。相関処理部３１２と３１３とでは、送信波形または送信波形の情報を基に、それぞれ異なる相関波形を生成し、受信波形とそれぞれの相関波形との相互相関関数を算出し、合成部３１４へと送る。それぞれの相関波形は送信波形から生成されており、サンプリングなどは同期している。合成部３１４は、絶対値生成部３４１および３４２と、減算部３４３と、絶対値生成部３４４とを有し、相関処理部３１２と３１３とからの相互相関関数を受けてそれぞれの絶対値を取って、合成された相互相関関数を出力部３１６から出力する。なお、破線で示した絶対値生成部３４４は、出力部３１６からの出力信号を用いて、物体の位置検出、距離検出、速度検出などを含む後処理をする後処理部が有する場合には、合成部３１４は有しなくてよい。以下の実施形態においても同様である。
　（相関処理部）
　図４は、本実施形態に係る相関処理部３１２、３１３の機能構成を示すブロック図である。
　相関処理部３１２は、相関波形生成部４０１と相関計算部４０２とを含む。相関波形生成部４０１は、送信波形または送信波形の情報を受けて、送信波形に一定の伸縮を行った波形を相関波形として生成する。相関計算部４０２は、受信波形と相関波形の相互相関を計算する。相関処理部３１３も構成としては相関処理部３１２と同様であるが、相関波形生成部４０１が生成する相関波形が異なる。相関処理部３１２と３１３との差異は、相関波形に施した周波数補正の量の差である。相関処理部３１２と相関処理部３１３とでは、感度を低くしたい速度を中心に対称になるように、周波数補正の量を設定する。
　（相関波形生成部）
　図５は、本実施形態に係る相関波形生成部４０１の機能構成を示すブロック図である。
相関波形生成部４０１は、送信波形にドップラー効果を施したことと等価な周波数補正した波形を生成する。ドップラー効果を施したことと等価な周波数補正された波形の生成としては、送信波形を周波数シフトさせた波形の生成、あるいは、送信波形を時間方向に伸縮させた波形の生成、を行えばよい。施す周波数補正の量は、相関処理部によって適切に設定する。
　図５において、相関波形生成部４０１＋は、相関処理部３１２が有する相関波形生成部４０１を示し、相関波形生成部４０１－は、相関処理部３１３が有する相関波形生成部４０１を示す。そして、相関波形生成部４０１＋は、プラスに周波数補正する補正波形生成部５０１＋を有し、相関波形生成部４０１－は、マイナスに周波数補正する補正波形生成部５０１－を有する。
　（合成部）
　図６Ａおよび図６Ｂは、本実施形態に係る曖昧度関数の中央部を断面として見た合成部３１４の合成処理を示す図である。
　図６Ａの(a)のように左右対称な自己曖昧度関数６０１を持つ波形を用いて、相関処理部において対称な周波数補正を行うと、図６Ａの(b)や(c)のような相互曖昧度関数６０２、６０３が得られる。絶対値が取られていることにより、単純な減算が可能であり、合成された結果、図６Ａの(d)のような相互曖昧度関数６０４が得られる。中央のドップラーが０（ゼロ）、すなわち速度が０（ゼロ）ところで感度が低くなっている。すなわち、静止した物体、あるいは、小さな移動速度の物体に対する感度が低いことが分かる。図６Ａの(d)の相互曖昧度関数６０４では正負の違いがあるが、これは表示の際にさらに絶対値を取るなどすれば（６０５）、表示には問題ない。なお、合成後の絶対値６０５を用いて後処理をする場合は、絶対値６０５が閾値Ｔｈを超える条件を設けてもよい。
　図６Ｂは、本実施形態に係る曖昧度関数の中央部の検知範囲を断面として見た合成部３１４の合成処理を示す図である。なお、図６Ｂには、図６Ａの絶対値６０５を繰り返し図示している。
　図６Ａの(b)や(c)のような相互曖昧度関数６０２、６０３を互いに速度が０（ゼロ）の方向に接近させた場合の絶対値６０６においては、速度が０（ゼロ）を中心に、より狭い速度範囲の物体の検知を省くことができる。また、互いに速度が０（ゼロ）と逆の方向に離反させた場合の絶対値６０７においては、速度が０（ゼロ）を中心に、より広い速度範囲の物体の検知を省くことができる。さらに、閾値Ｔｈを変化させることによっても、検知を省く速度範囲を変化させることができる。例えば、閾値Ｔｈを高くすることで、速度が０（ゼロ）を中心に、より広い速度範囲の物体の検知を省くことができる（６０８参照）。
　《スペクトログラムおよび曖昧度関数》
　以下、本実施形態の各部における特徴の観測表示例を、図７乃至図９Ａに示す。なお、曖昧度関数は複素数であるが、図面を見やすくするためにその絶対値を濃度で示している。
　（送信波形のスペクトログラム）
　図７は、本実施形態に係る送信波形のスペクトログラム７１０および７２０を示す図である。本実施形態における送信波形は、特に優れた波形として、新規に考案したＢＭ－ＳＦＭ(Bandwidth Modulator-Sinusoidal Frequency Modulation)波形である。ＢＭ－ＳＦＭは、周波数帯域幅(Bandwidth)を変調した波形であり、周波数が曲線状に増減し、周波数帯域幅が時間的に曲線状に増減する波形である。
　図７には、２種のＢＭ－ＳＦＭ波形例のスペクトログラム７１０および７２０を示す。
この波形は、図７からわかるように、周波数が正弦波状に振動するＦＭ変調波（ＳＦＭ）であり、さらにＳＦＭのFM変調の帯域幅が増減するような変調が施されている。波形例の違いは、ＳＦＭの正弦波状の振動回数（周期）の違いである。スペクトログラム７１０の波形では１ミリ秒の間に１０．５回振動しているのに対し、スペクトログラム７２０の波形では１５．５回振動している。
　（自己曖昧度関数）
　図８は、本実施形態に係る自己曖昧度関数８１０および８２０を示す図である。なお、図８におけるドップラー偏移の最大値は、人工衛星やロケットの速度に相当する。
　自己曖昧度関数８１０は、スペクトログラム７１０のＢＭ－ＳＦＭ波形例の自己曖昧度関数であり、自己曖昧度関数８２０は、スペクトログラム７２０のＢＭ－ＳＦＭ波形例の自己曖昧度関数である。図８からわかるように、これらの波形の自己曖昧度関数は、複雑な変調により、中央付近に集中する島が形成される。自己曖昧度関数８１０では、離れたところに島があるが、ここまでの速度の物体は人工衛星やロケットくらいしかないので、実用的には困らない。さらに振動回数を増やすと、自己曖昧度関数８２０のように、離れた島をさらに遠ざけて実質見えなくすることができる。
　（合成した相互曖昧度関数）
　図９Ａは、本実施形態に係る合成部３１４で合成した相互曖昧度関数を示す図である。
　本実施形態においては、スペクトログラム７２０のＢＭ－ＳＦＭ波形例に対して、相関処理部におけるドップラー効果の量を＋0.0005パーセント（1.000005）と－0.0005パーセント（約0.999995）とにした場合に、合成部３１４が出力した相関関数の相互曖昧度関数が図９Ａである。図９Ａの下図は、図９Ａの上図を上下方向、すなわちドップラー方向に拡大したものである。doppler=0の付近では横にほぼまっすぐ０（ゼロ）であり、横軸すなわち速度が０の反射物体を検知せず、また速度が０以外の反射物体は正しいtimeすなわち距離を検知できるという本実施形態の効果が分かる。
　同様の効果は、スペクトログラム７２０のＢＭ－ＳＦＭ波形例をスペクトログラム７１０のＢＭ－ＳＦＭ波形例に置き換えた場合にも得られる。スペクトログラム７２０のＢＭ－ＳＦＭ波形例とスペクトログラム７１０のＢＭ－ＳＦＭ波形例との相互曖昧度関数は小さく、分離可能であり、同じ周波数帯域で複数運用することが可能となる効果を得ることができる。スペクトログラム７２０のＢＭ－ＳＦＭ波形例とスペクトログラム７１０のＢＭ－ＳＦＭ波形例との差異は、正弦波的な周波数変調の回数の違いであるが、この繰り返しの回数を変えることで、分離可能で複数運用可能な波形を多数作ることができる。
　この他にも自己曖昧度関数がほぼ対称で、分離可能な波形を作ることができる。このような波形のうち、レーダーによって異なる波形を用いればよい。また、本実施形態で用いた波形の継続時間は長いので、同じ信号対雑音比を得るための電力最大値はパルスドップラーレーダーの波形よりも小さいという効果もある。
　（後処理部：物体の検出）
　図９Ｂは、本実施形態に係る合成部３１４で合成した相互曖昧度関数の合成状態と出力される相互相関関数との関係を示す図である。なお、後処理は本例に限定されない。本実施形態の所定速度範囲の物体の検知をしにくくする処理により生成された信号が適用されるあらゆる後処理を含む。
　図９Ｂの上図を参照すれば、合成状態９３０としては、２つの相互曖昧度関数の絶対値の減算結果に対し、さらに絶対値を取ることで、ドップラーゼロを中心に閾値Ｔｈを下回る範囲が生成される。なお、かかる合成状態は一例に過ぎず、信号処理装置３１０の他の条件により適切に調整されてよい。
　図９Ｂの下図は、一例として、２つの異なる移動速度の物体が存在する場合の、相互相関関数９４０を示している。相互曖昧度関数において、相互相関関数の値が所定の値以上の結果が、ドップラー偏移方向にゼロの周辺で切断されており、移動物体の移動速度がゼロまたはゼロに近い場合は物体が検出されず（図９Ｂの９４２参照）、かつ、ゼロを含む所定範囲外であれば物体を正確に検出することができる（図９Ｂの９４１参照）。
　《本実施形態の変形例》
　図１０～図１２を参照して、本実施形態において他の送信波形を使用した例を説明する。
　（送信波形のスペクトログラム）
　図１０は、本実施形態に係る他の送信波形のスペクトログラム１０００を示す図である。
　この送信波形は、ＡＳＦＭにおける周波数変調の方向を逆にした波形を２つ加算したものである。以下、ＴＡＳＦＭ（Twin ASFM）と呼ぶ。中心周波数は１GHz、FM変調の帯域幅は２MHz（±１MHz）、波形長30マイクロ秒とした。スペクトログラムでは解像度が足りず、FM変調の帯域幅をはみ出しているように見えるが、黒い実線が意図した周波数変調の曲線である。
　（自己曖昧度関数）
　図１１は、本実施形態に係る他の送信波形における自己曖昧度関数１１００を示す図である。
　ＡＳＦＭの相互曖昧度関数は、図３Ｄに示すように、ドップラー方向に対して対称ではないが、FM変調の方向を対称にした波形を加算することで、図１１のように対称な自己曖昧度関数を得ることができる。
　（合成した相互曖昧度関数）
　図１２は、本実施形態に係る他の送信波形における相互曖昧度関数１２１０および合成した相関関数の曖昧度関数１２２０を、時間を広域にして立体表示した図である。
　図９Ａ、図９ＢのＴＡＳＦＭ波形に対して、相関処理部におけるドップラー効果の量を＋0.00025パーセント（1.0000025）と－0.00025パーセント（約0.9999975）とにした場合に、合成部３１４が出力した相関関数の相互曖昧度関数を図１２に示す。図１２の上図は、ドップラー方向に拡大して表示したもの、下図は、ドップラーの広い範囲を立体的に表示したものである。doppler=0の付近に横にほぼまっすぐ０（ゼロ）であり、横軸すなわち速度が０の反射物体を検知せず、また速度が０以外の反射物体は正しいtimeすなわち距離を検知できる。
　《信号処理装置のハードウェア構成》
　図１３は、本実施形態に係る信号処理装置３１０のハードウェア構成を示すブロック図である。
　図１３で、ＣＰＵ(Central Processing Unit)１３１０は演算制御用のプロセッサであり、プログラムを実行することで図３Ａ、図４および図５の機能構成部を実現する。なお、ＣＰＵ１３１０は、それぞれの機能に対応して複数あってもよい。ＲＯＭ(Read Only Memory)１３２０は、初期データおよびプログラムなどの固定データおよびプログラムを記憶する。ネットワークインタフェース１３３０は、ネットワークを介して、他の装置との通信を制御する。
　ＲＡＭ(Random Access Memory)１３４０は、ＣＰＵ１３１０が一時記憶のワークエリアとして使用するランダムアクセスメモリである。ＲＡＭ１３４０には、本実施形態の実現に必要なデータを記憶する領域が確保されている。送信波形１３４１は、使用する、あるいは使用された送信信号の送信波形を記憶する。反射信号１３４２は、対象物体から反射されて受信された反射信号を記憶する。相関波形Ａ１３４３は、本実施形態において、送信波形１３４１を元に生成された一方の相関波形を記憶する。相関波形Ｂ１３４４は、本実施形態において、送信波形１３４１を元に生成された他方の相関波形を記憶する。相関波形Ａ１３４３と相関波形Ｂ１３４４とは、２つの相互曖昧度関数の絶対値が減算されると、相互曖昧度関数においてドップラーゼロを中心にギャップができるように生成される。
　速度プラス方向に移動させた相互相関関数Ａ１３４５は、相関波形Ａと反射信号１３４２の受信波形との相互相関計算結果である。速度マイナス方向に移動させた相互相関関数Ｂ１３４６は、相関波形Ｂと反射信号１３４２の受信波形との相互相関計算結果である。
合成した相互相関関数１３４７は、速度プラス方向に移動させた相互相関関数Ａ１３４５と速度マイナス方向に移動させた相互相関関数Ｂ１３４６とを合成して得た、ゼロ付近にギャップのある相互相関計算結果である。対象物体の検出結果１３４８は、信号処理装置３１０が後処理部を含む場合、合成した相互相関関数１３４７に基づいて、取得した対象物体までの距離あるいは対象物体の移動速度などを含む情報である。入出力データ１３４９は、入出力インタフェース１３６０を介して、無線受信部３１１を含む入出力機器と入出力するデータである。
　ストレージ１３５０は、データベースや各種のパラメータ、あるいは本実施形態の実現に必要な以下のデータまたはプログラムが記憶されている。送信波形データベース１３５１は、使用される送信波形を格納するデータベースである。相関波形生成テーブル１３５２は、使用した送信波形１３４１を補正して、相関波形Ａ１３４３および相関波形Ｂ１３４４を生成するためのテーブルである。対象物体認識アルゴリズム１３５３は、信号処理装置３１０が後処理部を含む場合、本実施形態において対象物体を検出するアルゴリズムである。
　ストレージ１３５０には、以下のプログラムが格納される。信号処理プログラム１３５４は、本実施形態の信号処理装置３１０の全体の処理を制御するプログラムである。信号送受信モジュール１３５５は、送信信号の送信および反射信号の受信を制御するモジュールである。なお、本信号処理装置３１０が反射信号の受信による対象物体の検出機能のみを有する装置の場合は、信号受信モジュールとしてのみ動作する。相関波形生成モジュール１３５６は、相関波形生成テーブル１３５２を用いて、送信波形１３４１に基づき相関波形Ａ１３４３および相関波形Ｂ１３４４を生成するモジュールである。相互相関計算モジュール１３５７は、反射信号の受信波形とそれぞれの相関波形との相互相関を計算するモジュールである。相互相関合成モジュール１３５８は、相互相関計算モジュール１３５７で計算されたそれぞれの相互相関関数を合成するモジュールである。対象物体検出モジュール１３５９は、信号処理装置３１０が後処理部を含む場合、相互相関合成モジュール１３５８で合成された相互相関関数に基づき対象物体を検出するモジュールである。
　入出力インタフェース１３６０は、入出力デバイスとのデータ入出力を制御するためのインタフェースを行なう。本実施形態においては、入出力インタフェース１３６０には、受信アンテナ３１５からの信号を受信する無線受信部３１１と、送信アンテナ３２３に信号を送信する無線送信部３２２と、が接続される。なお、本信号処理装置３１０が反射信号の受信による対象物体の検出機能のみを有する装置の場合は、送信アンテナ３２３および無線送信部３２２は要らない。入出力インタフェース１３６０には、さらに、表示部１３６１と、操作部１３６２と、音声入出力部１３６３と、が接続されてもよい。
　なお、図１３のＲＡＭ１３４０やストレージ１３５０には、信号処理装置３１０が有する汎用の機能や他の実現可能な機能に関連するプログラムやデータは図示されていない。
　（相関波形生成テーブル）
　図１４は、本実施形態に係る相関波形生成テーブル１３５２の構成を示す図である。相関波形生成テーブル１３５２は、送信波形に基づいて波形を微妙に補正することにより補正波形を生成して、相関波形とするために使用される。
　相関波形生成テーブル１３５２は、送信波形１４０１に対応付けて、本実施形態の相関波形Ａを生成するためのデータ１４０２と、相関波形Ｂを生成するためのデータ１４０３と、を記憶する。なお、相関波形Ａのデータ１４０２と相関波形Ｂのデータ１４０３とは、相互曖昧度関数において絶対値を減算するとゼロ付近にギャップができるように補正されている。
　また、複数の送信波形１４０１が選択して使用される場合は、各送信波形１４０１に対応する適切な補正波形を相関波形として記憶する。複数の送信波形１４０１としては、例えば、図６Ａ、図６Ｂに示した周波数変化の周期が異なるＢＭ－ＳＦＭ波形や、図１０に示したＴＡＳＦＭ波形が含まれるが、これらに限定されない。
　《信号処理装置の処理手順》
　図１５Ａは、本実施形態に係る信号処理装置３１０の処理手順を示すフローチャートである。このフローチャートは、図１３のＣＰＵ１３１０がＲＡＭ１３４０を使用して実行し、図３Ａ、図４および図５の機能構成部を実現する。
　信号処理装置３１０は、ステップＳ１５０１において、送信波形を取得する。なお、送信波形の取得は、本信号処理装置３１０が送信機能を有しない場合、送信機３２０から取得する、あるいは、あらかじめ送信波形が記憶された記憶部（図示せず）から取得する。
本信号処理装置３１０が送信機能を有する場合、送信波形生成部３２１から取得する。信号処理装置３１０は、ステップＳ１５０３において、送信波形に基づいて受信波形との相互相関関数を計算するための２つの相関波形を生成する相関波形生成処理を実行する。
　信号処理装置３１０は、ステップＳ１５０５において、対象物体からの反射信号を受信して、受信波形を生成する。信号処理装置３１０は、ステップＳ１５０７において、受信波形と、ステップＳ１５０３で生成された２つの相関波形とから２つの相互相関関数を計算する。信号処理装置３１０は、ステップＳ１５０９において、２つの相互相関関数の絶対値を合成する（減算する）。そして、信号処理装置３１０は、後処理部を含む場合、ステップＳ１５１１において、合成された相互相関関数から対象物体を検出する。
　（相関波形生成処理）
　図１５Ｂは、本実施形態に係る相関波形生成処理（Ｓ１５０３）の手順を示すフローチャートである。
　信号処理装置３１０は、ステップＳ１５２１において、送信波形に基づいて、相関波形生成テーブルから、それぞれの相互曖昧度関数がドップラー効果方向（＝移動速度方向）に離間し、合成すると相互相関関数においてゼロ付近にギャップができるような周波数補正の組を取得する。かかる周波数補正の組の生成方法については、図９Ａに関連して説明した。
　信号処理装置３１０は、ステップＳ１５２３において、送信波形をステップＳ１５２１で取得した周波数補正の組で補正して、補正波形の組を生成する。そして、信号処理装置３１０は、ステップＳ１５２５において、生成された補正波形の組を、相関波形の組とする。
　本実施形態によれば、送信波形を周波数シフトした波形を２つ作成し、受信波形との相互相関を絶対値で減算することで、特定の速度の物体からの反射に反応しにくくすることができる。
　さらに、送信波形が短パルスでないので消費電力の最大値が少ない。また、長い複雑な送信波形なので、同じ周波数でも相関を小さくすることができる。すなわち、比較的低電力で、同じ周波数帯域で同時運用可能である。また、速度に関する感度（＝ドップラーに関する感度）を制御した特性を演算量少なく提供できる。
　［第３実施形態］
　次に、本発明の第３実施形態に係る信号処理装置について説明する。本実施形態に係る信号処理装置は、上記第２実施形態と比べると、相互相関関数の絶対値を減算してドップラーゼロ（静止）付近にギャップを生成するのでなく、ドップラーゼロから離れた所定速度範囲にギャップを生成する点で異なる。その他の構成および動作は、第２実施形態と同様であるため、同じ構成および動作については同じ符号を付してその詳しい説明を省略する。
　本実施形態においては、静止物体だけでなく、特定の速度の反射物体のみに感度を低くする。例えば、飛行機から別の飛行機を見つけたい、かつ、地上の物体は見つけたくない場合などに使える。感度の低い速度をレーダー設置プラットフォームの速度と同じにすれば、移動するプラットフォームからでも静止物体への感度が低くなる。相対速度は方向によって異なるので、レーダーアンテナの指向性も考慮しなければならない。例えば、正面に鋭い指向性を持たせれば、余計な速度の物体からの反射を検知しにくくすることができる。
　《信号処理装置の処理概要》
　図１６は、本実施形態に係る信号処理装置の処理概要１６００を説明する図である。なお、図１６において、図２と同様の構成要素には同じ参照番号を付して、重複する説明は省略する。
　図１６の(a)に示す送信波形の自己曖昧度関数は図２の(a)と同じであるが、周波数補正の量が異なるので、図１６の(b)と(c)とは、対応する図２の(b)と(c)とに対して、doppler軸でマイナスの方向に平行移動している。その結果、合成した結果である図１６の(d)は、図２の(d)と比較して離反方向に感度の低い速度（doppler）が現れる。
　（相関波形生成テーブル）
　図１７は、本実施形態に係る相関波形生成テーブル１７５２の構成を示す図である。本実施形態の構成は、第２実施形態の図３Ａと同様であるが、相関処理部３１２と３１３とにおける周波数補正の量が異なる。
　相関波形生成テーブル１７５２には、送信波形１４０１のスペクトログラム１０００のＴＳＦＭ波形例に対して、相関処理部におけるドップラー効果の量を、相関波形Ｃ１７０２では＋0.00015パーセント（1.0000015）とし、相関波形Ｄ１７０３では－0.00035パーセント（約0.9999965）にしている。なお、相関波形生成テーブル１７５２の数値は、図１７に限定されない。
　（合成された相互曖昧度関数）
　図１８は、本実施形態に係る周波数シフトの量を変えた合成による相互曖昧度関数１８００を示す図である。
　図１８は、ＴＡＳＦＭ波形に対して、相関処理部における周波数補正量を＋0.00015パーセント（1.0000015）と－0.00035パーセント（約0.9999965）とにした場合に、合成部３１４が出力した相関関数の相互曖昧度関数である。ドップラーが速度＝－150m/ｓに相当する付近において感度が低く、この速度の物体を検知しにくいことが分かる。
　本実施形態によれば、感度の低い速度を０（ゼロ）付近でなく、特定の速度に自由に設計することができる。
　［第４実施形態］
　次に、本発明の第４実施形態に係る信号処理装置について説明する。上記第２実施形態および第３実施形態では、静止物体の検知を除けるが速度が速すぎる物体は検知できないが、本実施形態に係る信号処理装置は、物体が高速な広い速度範囲においても物体を検知する点が異なる。その他の構成および動作は、第２実施形態と同様であるため、同じ構成および動作については同じ符号を付してその詳しい説明を省略する。
《信号処理装置の処理概要》
　図１９Ａは、本実施形態に係る信号処理装置の処理概要１９１０を説明する図である。
なお、図１９Ａにおいて、図２と同様の構成要素には同じ参照番号を付して、重複する説明を省略する。
　図１９Ａの(a)は、第２実施形態における合成部３１４の合成結果の絶対値を取った曖昧度関数２３０を示す。ここでは、速度ゼロ付近、特に速度ゼロで感度が低くなっている。本実施形態においては、さらに、相関処理部を追加して、高速で移動する反射物体を検知するような相関波形、すなわち大きな周波数補正を施して、その絶対値を取った図１９Ａの(b)と(c)との相互曖昧度関数１９２Ｙ、１９２Ｚを生成する。
　そして、曖昧度関数２３０、相互曖昧度関数１９２Ｙおよび１９２Ｚを合成（加算）することによって、出力部３１６において得られる相互相関関数の相互曖昧度関数１９３０は、図１９Ａの(d)のように、速度ゼロ付近で感度が低くなるという効果に加えて、それ以外の現実的な速度全てで感度を高くすることができる。
　図１９Ａでは、きわめて高速な反射物体まで検知するために相関処理を２つ追加したが、１つでも十分な場合はある。また、相関処理部をさらに沢山追加すれば、さらに高速な速度まで、あるいは、さらに精密な速度が検知できる。
　図１９Ｂは、本実施形態に係る信号処理装置の他の処理概要１９２０を説明する図である。図１９Ａにおいて、図２または図１９Ａと同様の構成要素には同じ参照番号を付して、重複する説明を省略する。
　図１９Ｂの(a)は、第２実施形態における合成部３１４の合成結果の絶対値を取った曖昧度関数２３０を示す。ここでは、速度ゼロ付近、特に速度ゼロで感度が低くなっている。本例においては、さらに、相関処理部を追加して、所定速度で離反する物体に対して感度を低くするためにドップラーマイナス側にシフトした、図１６に示したような図１９Ｂの(e)の相互曖昧度関数１６３０を生成する。さらに、高速で移動する反射物体を検知するような相関波形、すなわち大きな周波数補正を施して、その絶対値を取った図１９Ｂの(b)と(c)との相互曖昧度関数１９４Ｙ、１９４Ｚを生成する。
　そして、曖昧度関数２３０、相互曖昧度関数１６３０、相互曖昧度関数１９４Ｙおよび１９４Ｚを合成（加算）することによって、出力部３１６において得られる相互相関関数の相互曖昧度関数１９５０は、図１９Ｂの(d)のように、速度ゼロ付近で感度が低くなり、それ以外の現実的な速度全てで感度を高くすることができるという効果に加えて、所定離反速度付近で感度が低くすることができる。
　図１９Ｂにおいて、所定離反速度を、信号処理装置の移動速度に設定ように制御すると、静止物体および同じ速度で同じ方向に移動する物体の感度を低くすることができる。なお、以下の図２０～図２４Ｂにおいては、図１９Ｂの処理に対応する説明は省略するが、図２０～図２４Ｂの説明から容易に理解可能である。
　《信号処理装置の機能構成》
　図２０は、本実施形態に係る信号処理装置２０１０の機能構成を示すブロック図である。なお、図２０において、図３Ａと同様の機能構成部には同じ参照番号を付して、重複する説明を省略する。
　第２実施形態の図３Ａとの差異は、信号処理装置２０１０には、相関処理部２０１５と２０１６とが追加され、合成部３１４が合成部２０１４に置換されていることである。相関処理部２０１５および２０１６の構成は、相関処理部３１２および３１３と類似であるが、相関波形を生成する補正波形の数と、各補正波形における周波数補正の量が異なる。
この異なる複数の周波数補正は、高速な物体までを検知するためであり、相関処理部３１２や３１３における周波数補正量よりも大きくする。相関処理部２０１５および２０１６で得られた相互相関関数は、干渉しにくいように、それぞれ絶対値生成部２０４２と２０４３とで絶対値を取られる。そして、絶対値生成部２０４２と２０４３とからの絶対値は、加算部２０４４において絶対値生成部２０４１からの絶対値と加算され、合成された相互相関関数として出力部３１６から出力される。
　（相関処理部）
　図２１は、本実施形態に係る相関処理部２０１５、２０１６の機能構成を示すブロック図である。なお、図２１において、図４と同様の機能構成部には同じ参照番号を付して、重複する説明を省略する。
　相関処理部２０１５、２０１６は、相関波形生成部２１０１と相関計算部４０２とを含む。相関波形生成部２１０１は、送信波形または送信波形の情報を受けて、送信波形を一定の伸縮を行った波形を２つ以上加算した波形を相関波形として生成する。相関計算部４０２は、受信波形と相関波形との相互相関を計算する。相関処理部２０１５と２０１６とは構成として同様であるが、相関波形生成部２１０１が生成する相関波形がそれぞれ異なる。
　（相関波形生成部）
　図２２は、本実施形態に係る相関波形生成部２１０１の機能構成を示すブロック図である。
　相関波形生成部２１０１は、補正波形生成部２２０１n（n=1,2,…N）と、加算部２２０２と、を有する。送信波形または送信波形情報は、補正波形生成部２２０１n（n=1,2,…N）へと分配される。補正波形生成部２２０１nは、送信波形にドップラー効果を施したことと等価な周波数補正した波形を生成し、加算部２２０２へと送る。加算部２２０２は、補正波形生成部２２０１n（n=1,2,…N）から受けた波形を加算した波形を、相関波形として出力する。補正波形生成部２２０１におけるドップラー効果を施したことと等価な周波数補正された波形の生成としては、送信波形を周波数シフトさせた波形の生成、あるいは、送信波形を時間方向に伸縮させた波形の生成、を行えばよい。
　（相関波形生成テーブル）
　図２３は、本実施形態に係る相関波形生成テーブル２３５２の構成を示す図である。なお、図２３において、図１４と同様の構成要素には同じ参照番号を付して、重複する説明を省略する。
　相関波形生成テーブル２３５２は、送信波形１４０１に対応付けて、ドップラーゼロ付近にギャップを生成する相関波形Ａのデータ１４０２および相関波形Ｂのデータ１４０３に加えて、本実施形態の相関波形Ｘを生成するためのデータ２３０４と、相関波形Ｙを生成するためのデータ２３０５と、を記憶する。データ２３０４としては、相関波形Ｘを生成する複数の補正波形と、複数の補正波形を加算した加算波形Ｘとが記憶される。データ２３０５としては、相関波形Ｙを生成する複数の補正波形と、複数の補正波形を加算した加算波形Ｘとが記憶される。なお、相関波形Ｘのデータ２３０４を、第１補正波形、第３補正波形、…で示し、相関波形Ｙのデータ２３０５を、第２補正波形、第４補正波形、…で示したが、相互曖昧度関数において互いに間を埋めるように補正されていることを示している。
　《信号処理装置の処理手順》
　図２４Ａは、本実施形態に係る信号処理装置２０１０の処理手順を示すフローチャートである。このフローチャートは、図１３のＣＰＵ１３１０がＲＡＭ１３４０を使用して実行し、図２０乃至図２２の機能構成部を実現する。なお、図２４Ａにおいて、図１５Ａと同様のステップには同じステップ番号を付して、重複する説明を省略する。
　信号処理装置２０１０は、ステップＳ２４０１において、送信波形に基づいて受信波形との相互相関関数を計算するための、検知速度を接続した少なくとも２つの相関波形（本例では２つの相関波形）を生成する相関波形生成処理を実行する。
　信号処理装置２０１０は、ステップＳ２４０３において、受信波形と、ステップＳ２４０１で生成された２つの相関波形とから２つの相互相関関数を計算する。信号処理装置２０１０は、ステップＳ２４０５において、図１５Ａにおける減算結果の絶対値と、２つの相互相関関数の絶対値とを合成（加算）する。
　（相関波形生成処理）
　図２４Ｂは、本実施形態に係る相関波形生成処理（Ｓ２４０１）の手順を示すフローチャートである。
　信号処理装置２０１０は、ステップＳ２４２１において、送信波形に基づいて、相関波形生成テーブルから、ドップラーゼロ付近が無く、かつ、それぞれの相互曖昧度関数がドップラー効果方向（＝移動速度方向）に離間し、合成すると相互相関関数が高い島部分が連続するような周波数補正の組を取得する。
　かかる周波数補正の組の生成方法については、例えば、２つの相互曖昧度関数の相互相関関数の値が、最大値の半分ほどで重なった状態とする。なお、かかる合成状態は一例に過ぎず、信号処理装置２０１０の他の条件により適切に調整されてよい。
　信号処理装置２０１０は、ステップＳ２４２３において、送信波形をステップＳ２４２１で取得した周波数補正の組で補正して、複数の補正波形の組を生成する。そして、信号処理装置２０１０は、ステップＳ２４２５において、生成された複数の補正波形をそれぞれの組で加算して、相関波形を生成する。
　本実施形態によれば、速度ゼロ付近で感度が低くなるという効果に加えて、それ以外の現実的な速度全てで感度を高くすることができる。さらに、複数の速度付近で感度を低くすることができる。
　［第５実施形態］
　次に、本発明の第５実施形態に係る信号処理装置について説明する。本実施形態に係る信号処理装置は、上記第２実施形態乃至第４実施形態と比べると、近づくもの（接近物体）と遠ざかるもの（離反物体）とを区別して検知する点で異なる。その他の構成および動作は、第２実施形態から第４実施形態と同様であるため、同じ構成および動作については同じ符号を付してその詳しい説明を省略する。
　《信号処理装置の処理概要》
　図２５は、本実施形態に係る信号処理装置の処理概要２５００を説明する図である。図２５では、曖昧度関数の大きさに正負の符号をつけている。
　図２５の(a)乃至(d)は、上記各実施形態において生成した複数の補正波形を加算した相関波形と、受信波形との相互相関関数を計算し、その相互曖昧度関数２５２Ｅ乃至２５２Ｈをそれぞれ示すものである。
　図２５の(a)と(b)のような相互曖昧度関数２５２Ｅと２５２Ｆとの絶対値を減算すると、図２５の(e)のような正負の相互曖昧度関数２５２Ｍが得られる。一方、図２５の(c)と(d)のような相互曖昧度関数２５２Ｇと２５２Ｈとの絶対値を減算すると、図２５の(f)のような正負の相互曖昧度関数２５２Ｎが得られる。これらの図２５の(e)と(f)とを加算すると、図２５の(g)のような正負の相互曖昧度関数２５３０が得られる。
　この相互曖昧度関数は、速度ゼロ付近では感度が小さいという効果に加えて、それ以外の速度では感度があり、さらにドップラー（速度）の正負、すなわち近づくか遠ざかるかによって正負の符号が異なる。この正負の符号によって、表示を変えれば、近づく物体と遠ざかる物体をユーザに明示できる。さらに、加算結果の絶対値を取れば、符号は常に正になり、近づく物体と遠ざかる物体を区別しないこともできる。
　《信号処理装置の機能構成》
　図２６は、本実施形態に係る信号処理装置２６１０の機能構成を示すブロック図である。なお、図２６において、図３Ａまたは図２０と同様の機能構成部には同じ参照番号を付して、重複する説明を省略する。
　図２０に示す第４実施形態との差異は、まず、相関処理部２６１５乃至２６１８において用いられる相関波形が異なることである。次に、合成部２０１４が合成部２６１４に置換されている。合成部２６１４では、合成部２０１４における絶対値生成部２０４１が削除され、絶対値生成部２０４２および２０４３から加算部２０４４の経路に、減算部２６４６が挿入されていることである。
　（合成部）
　図２７は、本実施形態に係る曖昧度関数の中央部を断面として見た合成部２６１４の合成処理を示す図である。図２７は、図２５の(e)、(f)および(g)を、ドップラー軸に沿って切断した断面を模式的に表した図である。
　図２７の(e)には、減算部３４３から出力される相互曖昧度関数２７０１が示される。
図２７の(f)には、減算部２６４６から出力される相互曖昧度関数２７０２が示される。
図２７の(g)には、加算部２０４４から出力される相互曖昧度関数２７０３が示される。
　本実施形態によれば、相互曖昧度関数２７０３に対応する相互相関関数によって、速度ゼロ付近の感度を低くするという効果と、それ以外の速度では感度は一定にし、かつ、近づく物体と遠ざかる物体を区別するという効果が得られる。
　［第６実施形態］
　次に、本発明の第６実施形態に係る信号処理装置について説明する。本実施形態に係る信号処理装置は、上記第５実施形態と比べると、近づくもの（接近物体）と遠ざかるもの（離反物体）とを区別して検知するが、合成部における減算部と加算部との配置が異なる。その他の構成および動作は、第５実施形態と同様であるため、同じ構成および動作については同じ符号を付してその詳しい説明を省略する。
　《信号処理装置の処理概要》
　図２８は、本実施形態に係る信号処理装置の処理概要２８００を説明する図である。図２８では、曖昧度関数の大きさに正負の符号をつけている。なお、図２８において、図２５と同様の構成要素には同じ参照番号を付して、重複する説明を省略する。
　図２８の(a)乃至(d)は、図２５の(a)乃至(d)とペアが異なっているのみである。
　図２８の(a)と(c)のような相互曖昧度関数２５２Ｅと２５２Ｇとの絶対値を加算すると、図２８の(h)のような正の相互曖昧度関数２５２Ｐが得られる。一方、図２８の(b)と(d)のような相互曖昧度関数２５２Ｆと２５２Ｈとの絶対値を加算すると、図２８の(i)のような負の相互曖昧度関数２５２Ｑが得られる。これらの図２８の(h)と(i)とを減算すると、図２８の(g)のような、図２５の(g)と同じ正負の相互曖昧度関数２５３０が得られる。
　この相互曖昧度関数は、速度ゼロ付近では感度が小さいという効果に加えて、それ以外の速度では感度があり、さらにドップラー（速度）の正負、すなわち近づくか遠ざかるかによって正負の符号が異なる。この正負の符号によって、表示を変えれば、近づく物体と遠ざかる物体をユーザに明示できる。さらに、加算結果の絶対値を取れば、符号は常に正になり、近づく物体と遠ざかる物体を区別しないこともできる。
　《信号処理装置の機能構成》
　図２９は、本実施形態に係る信号処理装置２９１０の機能構成を示すブロック図である。なお、図２９において、図２６と同様の機能構成部には同じ参照番号を付して、重複する説明を省略する。
　図２６に示す第５実施形態との差異は、まず、相関処理部２６１５乃至２６１８の配置が異なる、すなわち、合成部２９１４との接続が異なる。次に、合成部２６１４が合成部２９１４に置換されている。合成部２９１４では、合成部２６１４における減算部３４３および２６４６が加算部２９４３および２９４６に置き換えられ、加算部２０４４が減算部２９４７に置き換えられていることである。
　（合成部）
　図３０は、本実施形態に係る曖昧度関数の中央部を断面として見た合成部２９１４の合成処理を示す図である。図３０は、図２８の(h)、(i)および(g)を、ドップラー軸に沿って切断した断面を模式的に表した図である。
　図３０の(h)には、加算部２９４３から出力される相互曖昧度関数３００１が示される。図３０の(i)には、加算部２９４６から出力される相互曖昧度関数３００２が示される。図３０の(g)には、減算部２９４７から出力される相互曖昧度関数３００３が示される。
　本実施形態によれば、相互曖昧度関数３００３に対応する相互相関関数によって、速度ゼロ付近の感度を低くするという効果と、それ以外の速度では感度は一定にし、かつ、近づく物体と遠ざかる物体を区別するという効果が得られる。
　［第７実施形態］
　次に、本発明の第７実施形態に係る信号処理装置について説明する。本実施形態に係る信号処理装置は、上記第４実施形態乃至第６実施形態と比べると、出力部から最大値を出力する点で異なる。その他の構成および動作は、第４実施形態から第６実施形態と同様であるため、同じ構成および動作については同じ符号を付してその詳しい説明を省略する。
　《信号処理装置の機能構成》
　図３１は、本実施形態に係る信号処理装置３１１０の機能構成を示すブロック図である。なお、図３１において、図２０と同様の機能構成部には同じ参照番号を付して、重複する説明を省略する。
　図３１の信号処理装置３１１０は、第４実施形態の図２０に加えて、合成部３１１４が最大値出力部３１４５を有する。
　（合成部）
　図３２は、本実施形態に係る曖昧度関数の中央部を断面として見た合成部３１１４の合成処理を示す図である。
　図３２の(a)に示すように、速度ゼロ付近の感度を調整した場合、相互曖昧度関数３２０１の大きさは実線３２１２や一点鎖線３２１１のように変化する。この図３２の(a)を、図３２の(b)と(c)の相互曖昧度関数３２０２および３２０３の絶対値を加算した相互曖昧度関数と、単純に加算すると、図３２の（d）の一点鎖線３２４３と点線３２４４のように、速度ゼロ付近以外の速度の一部における感度が大きく変化してしまう。これに対し、最大値をとれば、一点鎖線３２４３と実線３２４５のように、速度ゼロ付近以外の感度の変化を小さくすることができる。
　本実施形態によれば、単純な加算ではなく最大値を取ることにより、速度ゼロ付近での感度を低く、かつ、それ以外での速度の物体を検知するとともに、速度ゼロ付近での感度変化を小さくすることができる。
　［他の実施形態］
　以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。また、それぞれの実施形態に含まれる別々の特徴を如何様に組み合わせたシステムまたは装置も、本発明の範疇に含まれる。
　また、本発明は、複数の機器から構成されるシステムに適用されてもよいし、単体の装置に適用されてもよい。さらに、本発明は、実施形態の機能を実現する情報処理プログラムが、システムあるいは装置に直接あるいは遠隔から供給される場合にも適用可能である。したがって、本発明の機能をコンピュータで実現するために、コンピュータにインストールされるプログラム、あるいはそのプログラムを格納した媒体、そのプログラムをダウンロードさせるＷＷＷ(World Wide Web)サーバも、本発明の範疇に含まれる。特に、少なくとも、上述した実施形態に含まれる処理ステップをコンピュータに実行させるプログラムを格納した非一時的コンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）は本発明の範疇に含まれる。
　［実施形態の他の表現］
　上記の実施形態の一部または全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
　周波数が変化する送信信号が対象物体で反射されたことにより得られる反射信号の波形と、前記送信信号の波形から生成した異なる相関波形との相互相関関数をそれぞれ計算する、少なくとも２つの相互相関計算手段と、
　前記少なくとも２つの相互相関計算手段からの少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成して、後処理部に出力する合成手段と、　を備える信号処理装置。
（付記２）
　前記合成手段は、前記少なくとも２つの相互相関関数のそれぞれの絶対値を減算する手段を含む付記１に記載の信号処理装置。
（付記３）
　前記所定速度範囲は、速度ゼロを含む範囲である付記１または２に記載の信号処理装置。
（付記４）
　前記後処理は、前記所定速度範囲の対象物体を除く、前記対象物体の位置検出および速度検出の少なくともいずれかを含む付記１乃至３のいずれか１項に記載の信号処理装置。
（付記５）
　前記少なくとも２つの相互相関計算手段は、前記異なる相関波形として、前記送信信号の波形と周波数補正した波形との相互曖昧度関数がドップラー方向に対称であり、かつ、前記合成手段で合成した相互曖昧度関数に間隙が発生するような波形を用いる、付記１乃至４のいずれか１項に記載の信号処理装置。
（付記６）
　前記少なくとも２つの相互相関計算手段は、前記異なる相関波形として、前記送信信号の波形に対して異なる周波数補正をした波形を加算した波形、または、前記送信信号の波形に対して時間軸で異なる伸縮をさせた波形を加算した波形をさらに用いる、付記１乃至５のいずれか１項に記載の信号処理装置。
（付記７）
　前記送信信号は、自己曖昧度関数の値が遅延時間ゼロおよび周波数偏移ゼロの周辺で大きくなる波形であって、ＳＦＭ(Sinusoidal Frequency Modulation)波形の周波数変調の正弦波を変調した波形を含む、付記１乃至６に記載の信号処理装置。
（付記８）
　前記送信信号は、周波数が曲線状に増減し、周波数帯域幅が時間的に曲線状に増減するように周波数帯域幅を変調した波形を含む付記１乃至６のいずれか１項に記載の信号処理装置。
（付記９）
　前記送信信号は、周波数が曲線状に増減し、周波数帯域幅が時間的に曲線状に増減する第１波形と、周波数の増減が時間方向または周波数方向に対して対称である第２波形とを重畳した波形であることを特徴とする付記１乃至６に記載の信号処理装置
（付記１０）
　周波数が変化する送信信号が対象物体で反射されたことにより得られる反射信号の波形と、前記送信信号の波形から生成した異なる相関波形との相互相関関数をそれぞれ計算する、少なくとも２つの相互相関計算ステップと、
　前記少なくとも２つの相互相関計算手段からの少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成して、後処理部に出力する合成ステップと、
　前記少なくとも２つの相互相関計算手段からの少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成する合成ステップと、
　を含む信号処理方法。
（付記１１）
　周波数が変化する送信信号が対象物体で反射されたことにより得られる反射信号の波形と、前記送信信号の波形から生成した異なる相関波形との相互相関関数をそれぞれ計算する、少なくとも２つの相互相関計算ステップと、
　前記少なくとも２つの相互相関計算手段からの少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成して、後処理部に出力する合成ステップと、
　をコンピュータに実行させる信号処理プログラム。
　この出願は、２０１７年３月３０日に出願された日本出願特願２０１７－０６８２４３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (11)

  1. 　周波数が変化する送信信号が対象物体で反射されたことにより得られる反射信号の波形と、前記送信信号の波形から生成した異なる相関波形との相互相関関数をそれぞれ計算する、少なくとも２つの相互相関計算手段と、
    　前記少なくとも２つの相互相関計算手段からの少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成して、後処理部に出力する合成手段と、　を備える信号処理装置。
  2. 　前記合成手段は、前記少なくとも２つの相互相関関数のそれぞれの絶対値を減算する手段を含む請求項１に記載の信号処理装置。
  3. 　前記所定速度範囲は、速度ゼロを含む範囲である請求項１または２に記載の信号処理装置。
  4. 　前記後処理は、前記所定速度範囲の対象物体を除く、前記対象物体の位置検出および速度検出の少なくともいずれかを含む請求項１乃至３のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  5. 　前記少なくとも２つの相互相関計算手段は、前記異なる相関波形として、前記送信信号の波形と周波数補正した波形との相互曖昧度関数がドップラー方向に対称であり、かつ、前記合成手段で合成した相互曖昧度関数に間隙が発生するような波形を用いる、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  6. 　前記少なくとも２つの相互相関計算手段は、前記異なる相関波形として、前記送信信号の波形に対して異なる周波数補正をした波形を加算した波形、または、前記送信信号の波形に対して時間軸で異なる伸縮をさせた波形を加算した波形をさらに用いる、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  7. 　前記送信信号は、自己曖昧度関数の値が遅延時間ゼロおよび周波数偏移ゼロの周辺で大きくなる波形であって、ＳＦＭ(Sinusoidal Frequency Modulation)波形の周波数変調の正弦波を変調した波形を含む、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  8. 　前記送信信号は、周波数が曲線状に増減し、周波数帯域幅が時間的に曲線状に増減するように周波数帯域幅を変調した波形を含む請求項１乃至６のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  9. 　前記送信信号は、周波数が曲線状に増減し、周波数帯域幅が時間的に曲線状に増減する第１波形と、周波数の増減が時間方向または周波数方向に対して対称である第２波形とを重畳した波形であることを特徴とする請求項１乃至６に記載の信号処理装置。
  10. 　周波数が変化する送信信号が対象物体で反射されたことにより得られる反射信号の波形と、前記送信信号の波形から生成した異なる相関波形との相互相関関数を少なくとも２つそれぞれ計算し、
    　計算された少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成して、後処理部に出力し、
    　前記少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成する、
    　信号処理方法。
  11. 　周波数が変化する送信信号が対象物体で反射されたことにより得られる反射信号の波形と、前記送信信号の波形から生成した異なる相関波形との相互相関関数をそれぞれ計算する、少なくとも２つの相互相関計算ステップと、
    　前記少なくとも２つの相互相関計算手段からの少なくとも２つの相互相関関数を、所定速度範囲の対象物体を検知し難くなるように合成して、後処理部に出力する合成ステップと、
    　をコンピュータに実行させる信号処理プログラムを格納した非一時的コンピュータ可読媒体。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109884646A (zh) * 2019-03-28 2019-06-14 广东志成冠军集团有限公司 一种基于低频连续声波峰值捕获的高精度远距离水声测距方法
JP2023546168A (ja) * 2020-10-19 2023-11-01 エヴァ インコーポレイテッド マッチドフィルタリングを用いたコヒーレントｌｉｄａｒシステムにおけるミラーによるドップラー拡散を補償する技術

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000187068A (ja) * 1998-12-21 2000-07-04 Mitsubishi Electric Corp レーダー信号処理装置およびレーダー信号処理装置の信号処理方法
WO2013128878A1 (ja) * 2012-02-28 2013-09-06 日本電気株式会社 信号処理装置、物体検知装置、物体検知機能付き装置および物体検知方法
JP2015172510A (ja) * 2014-03-11 2015-10-01 日本電気株式会社 移動目標抽出システム、移動目標抽出方法、情報処理装置およびその制御方法と制御プログラム
JP2016050789A (ja) * 2014-08-29 2016-04-11 古野電気株式会社 クラッタ抑圧装置及びそれを備えたレーダ装置

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3225349A (en) 1962-12-17 1965-12-21 Gen Electric Moving target indicating radar system
US5422646A (en) 1983-02-24 1995-06-06 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy High frequency MTI radar
JPH08179037A (ja) 1994-12-22 1996-07-12 Mitsubishi Electric Corp レーダ装置
JP2002131423A (ja) * 2000-10-18 2002-05-09 Mitsubishi Electric Corp レーダ装置
JP4665590B2 (ja) * 2005-03-31 2011-04-06 日本電気株式会社 干渉型レーダ
US20150355322A1 (en) * 2013-02-25 2015-12-10 Mitsubishi Electric Corporation Passive radar device
JP6179940B2 (ja) * 2013-07-12 2017-08-16 大学共同利用機関法人情報・システム研究機構 ドップラーイメージング信号送信装置、ドップラーイメージング信号受信装置、ドップラーイメージングシステム及び方法
JP6365251B2 (ja) * 2014-02-28 2018-08-01 パナソニック株式会社 レーダ装置
JP6922930B2 (ja) * 2016-12-08 2021-08-18 日本電気株式会社 信号処理装置、信号処理方法および信号処理プログラム
WO2018146530A1 (en) * 2017-02-10 2018-08-16 Uhnder, Inc. Reduced complexity fft-based correlation for automotive radar

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000187068A (ja) * 1998-12-21 2000-07-04 Mitsubishi Electric Corp レーダー信号処理装置およびレーダー信号処理装置の信号処理方法
WO2013128878A1 (ja) * 2012-02-28 2013-09-06 日本電気株式会社 信号処理装置、物体検知装置、物体検知機能付き装置および物体検知方法
JP2015172510A (ja) * 2014-03-11 2015-10-01 日本電気株式会社 移動目標抽出システム、移動目標抽出方法、情報処理装置およびその制御方法と制御プログラム
JP2016050789A (ja) * 2014-08-29 2016-04-11 古野電気株式会社 クラッタ抑圧装置及びそれを備えたレーダ装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HOSYUYAMA, OSAMU ET AL.: "Radar robust to Doppler shift on the basis of operation of correlation function synthesis", COMMNUNICATION LECTURE PROCEEDINGS 1 OF THE IEICE GENERAL CONFERENCE 2017, 7 March 2017 (2017-03-07), pages 197 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109884646A (zh) * 2019-03-28 2019-06-14 广东志成冠军集团有限公司 一种基于低频连续声波峰值捕获的高精度远距离水声测距方法
JP2023546168A (ja) * 2020-10-19 2023-11-01 エヴァ インコーポレイテッド マッチドフィルタリングを用いたコヒーレントｌｉｄａｒシステムにおけるミラーによるドップラー拡散を補償する技術
JP7692994B2 (ja) 2020-10-19 2025-06-16 エヴァ インコーポレイテッド マッチドフィルタリングを用いたコヒーレントｌｉｄａｒシステムにおけるミラーによるドップラー拡散を補償する技術

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