[go: up one dir, main page]

WO2018193830A1 - 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置 - Google Patents

弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2018193830A1
WO2018193830A1 PCT/JP2018/014221 JP2018014221W WO2018193830A1 WO 2018193830 A1 WO2018193830 A1 WO 2018193830A1 JP 2018014221 W JP2018014221 W JP 2018014221W WO 2018193830 A1 WO2018193830 A1 WO 2018193830A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
idt electrode
wavelength
idt
piezoelectric substrate
electrode
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/014221
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
三村　昌和
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to JP2019513540A priority Critical patent/JP6652221B2/ja
Priority to CN201880025475.2A priority patent/CN110521118B/zh
Priority to KR1020197029942A priority patent/KR102306240B1/ko
Publication of WO2018193830A1 publication Critical patent/WO2018193830A1/ja
Priority to US16/589,195 priority patent/US10862451B2/en
Priority to US17/088,635 priority patent/US11394367B2/en
Priority to US17/843,327 priority patent/US11799444B2/en
Priority to US18/367,008 priority patent/US12273094B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
    • H03H9/14544—Transducers of particular shape or position
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/02535—Details of surface acoustic wave devices
    • H03H9/02543—Characteristics of substrate, e.g. cutting angles
    • H03H9/02559—Characteristics of substrate, e.g. cutting angles of lithium niobate or lithium-tantalate substrates
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0153—Electrical filters; Controlling thereof
    • H03H7/0161—Bandpass filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/02535—Details of surface acoustic wave devices
    • H03H9/02543—Characteristics of substrate, e.g. cutting angles
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/02535—Details of surface acoustic wave devices
    • H03H9/02818—Means for compensation or elimination of undesirable effects
    • H03H9/02905—Measures for separating propagation paths on substrate
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/02—Details
    • H03H9/125—Driving means, e.g. electrodes, coils
    • H03H9/145—Driving means, e.g. electrodes, coils for networks using surface acoustic waves
    • H03H9/14538—Formation
    • H03H9/14541—Multilayer finger or busbar electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/54—Filters comprising resonators of piezoelectric or electrostrictive material
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/46—Filters
    • H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
    • H03H9/6489—Compensation of undesirable effects
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/74—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on the same frequency or frequency band, to a common load or source
    • H03H9/76—Networks using surface acoustic waves
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers

Definitions

  • the present invention relates to an elastic wave device using a Rayleigh wave, a high frequency front end circuit, and a communication device.
  • a technique for forming a plurality of band pass filters having different pass bands on the same piezoelectric substrate is required.
  • a technique for forming a plurality of IDT electrodes having greatly different electrode finger pitches on the same piezoelectric substrate is required for widening the band.
  • Patent Document 1 an example of an acoustic wave device is described.
  • This elastic wave device uses Rayleigh waves propagating through a piezoelectric substrate made of LiNbO 3 .
  • a dielectric layer is provided on the piezoelectric substrate so as to cover the IDT electrode.
  • An object of the present invention is to provide an acoustic wave device and a high-frequency front-end circuit capable of effectively suppressing unnecessary waves even when a plurality of IDT electrodes having different electrode finger pitches are provided on the same piezoelectric substrate. And providing a communication device.
  • a piezoelectric substrate made of LiNbO 3 and a plurality of IDT electrodes provided on the piezoelectric substrate and including a first IDT electrode and a second IDT electrode; And a dielectric film provided on the piezoelectric substrate so as to cover the plurality of IDT electrodes, wherein the first IDT electrode and the second IDT electrode have a main electrode layer.
  • the wavelength defined by the electrode finger pitch of the first IDT electrode is ⁇ 1
  • the wavelength defined by the electrode finger pitch of the second IDT electrode is ⁇ 2
  • B 1 ⁇ T ⁇ r ⁇ 0.10 ⁇ 0 and B 2 ⁇ T ⁇ r ⁇ 0.10 ⁇ 0 , and A 1 , B 1 , C 1 , A 2 , B 2 and C 2 in Formula 1 above. are represented by the following formulas 2 to 8 using X.
  • a 1 0.056 ⁇ 10 ⁇ 4.93 ⁇ X +0.0016 ...
  • B 1 ⁇ 0.088 ⁇ X 2 + 0.066 ⁇ X + 0.0386 (0.05 ⁇ X ⁇ 0.375) (Formula 3)
  • B 1 0.051 (0.375 ⁇ X ⁇ 0.65)
  • C 1 0.714 ⁇ 10 ⁇ 5.26 ⁇ X +29.37 Equation 5
  • a 2 0.0987 ⁇ X 2 ⁇ 0.0918 ⁇ X + 0.0644 ...
  • Formula 6 B 2 ⁇ 0.0651 ⁇ X 2 + 0.1114 ⁇ X + 0.0351
  • Formula 7 C 2 0.7830 ⁇ X 2 1.7424 ⁇ X + 32.70 ... Equation 8
  • a piezoelectric substrate made of LiNbO 3 and a plurality of IDT electrodes provided on the piezoelectric substrate and including a first IDT electrode and a second IDT electrode And a dielectric film provided on the piezoelectric substrate so as to cover the plurality of IDT electrodes, and the first IDT electrode and the second IDT electrode have a main electrode layer.
  • the wavelength defined by the electrode finger pitch of the first IDT electrode is ⁇ 1
  • the wavelength defined by the electrode finger pitch of the second IDT electrode is ⁇ 2
  • the wavelength ⁇ 2 is ⁇ 1
  • ⁇ 1 / ⁇ 0 1 + X
  • ⁇ 2 / ⁇ 0 1 ⁇ X, 0.05 ⁇ X ⁇ 0.65
  • Serial wavelength lambda 1 is the longest, and the wavelength lambda 2 of the second IDT electrodes is the shortest, least of the main electrode layers of the main electrode layer and the second IDT electrode of said first IDT electrode
  • the thickness obtained by normalizing one of the thicknesses with the average value ⁇ 0 is T and the density ratio between the material of the main electrode layer and Pt is r
  • B 1 ⁇ T ⁇ r ⁇ 0.12 ⁇ 0 and B 2 ⁇ T ⁇ r ⁇ 0.12 ⁇ 0 , A 1 , B 1 , C 1 , A 2 , B 2 and C 2 in the above formula 1 are represented by the following formulas 2 to 8 using X.
  • a 1 0.056 ⁇ 10 ⁇ 4.93 ⁇ X +0.0016 ...
  • B 1 ⁇ 0.088 ⁇ X 2 + 0.066 ⁇ X + 0.0386 (0.05 ⁇ X ⁇ 0.375) (Formula 3)
  • B 1 0.051 (0.375 ⁇ X ⁇ 0.65)
  • C 1 0.714 ⁇ 10 ⁇ 5.26 ⁇ X +29.37 Equation 5
  • a 2 0.0987 ⁇ X 2 ⁇ 0.0918 ⁇ X + 0.0644 ...
  • Formula 6 B 2 ⁇ 0.0651 ⁇ X 2 + 0.1114 ⁇ X + 0.0351
  • Formula 7 C 2 0.7830 ⁇ X 2 1.7424 ⁇ X + 32.70 ... Equation 8
  • the film thickness and material of the main electrode layer of the first IDT electrode and the main electrode layer of the second IDT electrode are substantially the same,
  • the thickness of the portion of the dielectric film provided on the first IDT electrode and the thickness of the portion provided on the second IDT electrode are substantially the same.
  • the dielectric film contains silicon oxide as a main component.
  • the frequency temperature characteristic can be improved.
  • a plurality of band-pass filters belonging to communication bands having different pass bands are configured in the piezoelectric substrate.
  • an antenna terminal connected to an antenna is provided on the piezoelectric substrate, and the plurality of band-pass filters are commonly connected to the antenna terminal. And a composite filter is configured.
  • a composite filter is not configured by the plurality of bandpass filters.
  • the high-frequency front-end circuit according to the present invention includes an elastic wave device configured according to the present invention and a power amplifier.
  • the communication device includes a high-frequency front-end circuit configured according to the present invention and an RF signal processing circuit.
  • the elastic wave device the high-frequency front-end circuit, and the communication device according to the present invention, even when a plurality of IDT electrodes having different electrode finger pitches are provided on the same piezoelectric substrate, unnecessary waves are effectively suppressed. can do.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of an elastic wave device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic front sectional view of the acoustic wave device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic plan view showing the electrode structure of the first acoustic wave resonator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is an enlarged front cross-sectional view of the first IDT electrode in the first embodiment of the present invention.
  • Figure 5 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the comparative example was set to 1.00 ⁇ 0.
  • Figure 6 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the comparative example was set to 0.90 ⁇ 0.
  • Figure 7 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the comparative example was set to 0.95 ⁇ 0.
  • Figure 8 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the comparative example was set to 1.05 ⁇ 0.
  • Figure 9 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the comparative example was set to 1.10 ⁇ 0.
  • Figure 10 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the first embodiment of the acoustic wave resonator of the present invention was 1.00 ⁇ 0.
  • Figure 11 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the first embodiment of the acoustic wave resonator of the present invention was 0.90 ⁇ 0.
  • Figure 12 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the first embodiment of the acoustic wave resonator of the present invention was 0.95 ⁇ 0.
  • Figure 13 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the first embodiment of the acoustic wave resonator of the present invention was 1.05 ⁇ 0.
  • FIG. 14 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the first embodiment of the acoustic wave resonator of the present invention was 1.10 ⁇ 0.
  • FIG. 15 is a diagram showing the return loss when the acoustic wave resonator having the wavelength of the IDT electrode of 1.00 ⁇ 0 has a ⁇ of 28 ° at the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate.
  • Figure 16 is a diagram illustrating the elastic wave resonator wavelength of the IDT electrode is 1.00 ⁇ 0 of the present invention, the Euler angles of the piezoelectric substrate ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the return loss when theta in is 29 ° It is.
  • FIG. 17 is a diagram showing a wavelength of the IDT electrode of the present invention is an elastic wave resonator is 1.00Ramuda 0, the Euler angles of the piezoelectric substrate ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the return loss when theta is 30 ° in It is.
  • FIG. 18 is a diagram showing the return loss of the elastic wave resonator in which the wavelength of the IDT electrode of the present invention is 1.00 ⁇ 0 when ⁇ at the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate is 31 °. It is.
  • Figure 19 is a diagram showing a wavelength of the IDT electrode of the present invention is an elastic wave resonator is 1.00Ramuda 0, the Euler angles of the piezoelectric substrate ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the return loss when theta in is 32 ° It is.
  • Figure 20 is a wavelength of the IDT electrode in the elastic wave resonator is 1.00Ramuda 0, is a diagram showing a theta in the Euler angles of the piezoelectric substrate ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ), the relationship between the fractional bandwidth of the unnecessary wave .
  • FIG. 29 is a configuration diagram of a communication apparatus having a high-frequency front end circuit.
  • FIG. 29 is a configuration diagram of a communication apparatus having a high-frequency front end circuit.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating the pass characteristic of the elastic wave filter when a spurious signal having a size of 0.2 dB is generated in the pass band of the elastic wave filter.
  • FIG. 31 is a diagram showing the pass characteristic of the elastic wave filter when a spurious signal having a size of 0.27 dB is generated in the pass band of the elastic wave filter.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of an elastic wave device according to a first embodiment of the present invention.
  • the acoustic wave device 1 has an antenna terminal 12 connected to an antenna and a plurality of band-pass filters commonly connected to the antenna terminal 12.
  • the passbands of the plurality of bandpass filters are different from each other.
  • the elastic wave device 1 of the present embodiment is a composite filter device used for carrier aggregation or the like.
  • the plurality of band-pass filters include a first band-pass filter 3A, a second band-pass filter 3B, and a third band-pass filter 3C.
  • the acoustic wave device 1 also includes a band-pass filter other than the first band-pass filter 3A, the second band-pass filter 3B, and the third band-pass filter 3C.
  • the number of band pass filters is not particularly limited.
  • the passband of the first bandpass filter 3A is located on the lowest frequency side.
  • the passband of the second bandpass filter 3B is located on the highest frequency side.
  • the elastic wave device 1 has a piezoelectric substrate.
  • the first band-pass filter 3A and the second band-pass filter 3B are configured on the same piezoelectric substrate.
  • the first bandpass filter 3A has a plurality of elastic wave resonators including the first elastic wave resonator.
  • the second band-pass filter 3B has a plurality of acoustic wave resonators including the second acoustic wave resonator.
  • the first band-pass filter 3A, the second band-pass filter 3B, and the third band-pass filter 3C may be ladder-type filters or have longitudinally coupled resonator-type elastic wave filters. It may be.
  • the first bandpass filter 3A only needs to have at least a first elastic wave resonator.
  • the second band-pass filter 3B only needs to have at least a second elastic wave resonator.
  • the circuit configurations of the first band-pass filter 3A, the second band-pass filter 3B, and the third band-pass filter 3C are not particularly limited.
  • FIG. 2 is a schematic front sectional view of the acoustic wave device according to the first embodiment.
  • the piezoelectric substrate 2 shown in FIG. 2 is made of LiNbO 3 .
  • ⁇ at the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate 2 is 0 ° ⁇ 5 °, and ⁇ is 0 ° ⁇ 10 °.
  • the ⁇ at the Euler angles (0 ° ⁇ 5 °, ⁇ , 0 ° ⁇ 10 °) will be described later.
  • 0 ° ⁇ 5 ° indicates a range of ⁇ 5 ° to 5 °.
  • the first elastic wave resonator 13A and the second elastic wave resonator 13B are configured.
  • the first elastic wave resonator 13 ⁇ / b> A and the second elastic wave resonator 13 ⁇ / b> B are disposed at adjacent positions, but the first elastic wave resonator 13 ⁇ / b> A and the second elastic wave resonator 13 ⁇ / b> B.
  • the arrangement of the child 13B is not particularly limited.
  • FIG. 3 is a schematic plan view showing the electrode structure of the first acoustic wave resonator according to the first embodiment.
  • the first acoustic wave resonator 13A has a first IDT electrode 4A provided on the piezoelectric substrate. By applying an AC voltage to the first IDT electrode 4A, an elastic wave is excited.
  • the elastic wave device 1 uses a Rayleigh wave as an elastic wave. Reflectors 7a and 7b are disposed on both sides of the first IDT electrode 4A in the elastic wave propagation direction.
  • the first IDT electrode 4A has a first bus bar 5a and a second bus bar 6a facing each other.
  • the first IDT electrode 4A has a plurality of first electrode fingers 5b, one end of which is connected to the first bus bar 5a.
  • the first IDT electrode 4A has a plurality of second electrode fingers 6b, one end of which is connected to the second bus bar 6a.
  • the plurality of first electrode fingers 5b and the plurality of second electrode fingers 6b are interleaved with each other.
  • FIG. 4 is an enlarged front cross-sectional view of the first IDT electrode in the first embodiment.
  • the first IDT electrode 4A has a main electrode layer 14a provided on the piezoelectric substrate 2 and a conductive auxiliary electrode layer 14b provided on the main electrode layer 14a.
  • a main electrode layer is a metal layer which occupies the largest mass among the metal layers which comprise an IDT electrode.
  • the material used for the first IDT electrode 4A is not particularly limited, but in the present embodiment, the main electrode layer 14a is made of Pt. In addition to Pt, for example, a metal having a relatively high density such as Au, W, Mo, or Cu is suitably used for the main electrode layer 14a.
  • the conductive auxiliary electrode layer 14b is made of Al. By including the conductive auxiliary electrode layer 14b having a relatively low electrical resistance, the electrical resistance of the first IDT electrode 4A can be reduced.
  • the reflector of the first acoustic wave resonator is made of each metal layer similar to the first IDT electrode 4A.
  • the first IDT electrode 4A includes the main electrode layer 14a and the conductive auxiliary electrode layer 14b, but may have an adhesion layer.
  • the adhesion layer can be disposed, for example, between the piezoelectric substrate 2 and the main electrode layer 14a or on the conductive auxiliary electrode layer 14b.
  • the adhesion layer for example, NiCr, Ti, or Cr can be used.
  • a diffusion prevention layer may be provided between the main electrode layer 14a and the conductive auxiliary electrode layer 14b.
  • Ti can be used. Note that the first IDT electrode 4A may consist of only the main electrode layer 14a.
  • the second acoustic wave resonator also includes the second IDT electrode 4B and the reflector shown in FIG.
  • a plurality of other acoustic wave resonators of the first band-pass filter and the second band-pass filter also have IDT electrodes and reflectors, respectively.
  • the first IDT electrode 4A, the second IDT electrode 4B, the other IDT electrodes and the thicknesses of the reflectors in the first bandpass filter and the second bandpass filter The material is substantially the same. In the present specification, “substantially the same” means that the electrical properties of the acoustic wave device 1 are the same so as not to deteriorate.
  • the film thickness difference does not deteriorate the electrical characteristics. If so, it can be said that the film thickness is substantially the same.
  • ⁇ 1 is a wavelength defined by the electrode finger pitch of the first IDT electrode 4A
  • ⁇ 2 is a wavelength defined by the electrode finger pitch of the second IDT electrode 4B.
  • the wavelength ⁇ 1 of the first IDT electrode is the longest and the wavelength ⁇ 2 of the second IDT electrode is the shortest among the wavelengths of the plurality of IDT electrodes.
  • 0.05 ⁇ X ⁇ 0.65.
  • a first dielectric film 8 is provided on the piezoelectric substrate 2.
  • the first dielectric film 8 covers the first IDT electrode 4A, the second IDT electrode 4B, and each reflector.
  • the thickness of the portion of the first dielectric film 8 provided on the first IDT electrode 4A and the thickness of the portion provided on the second IDT electrode 4B are substantially the same.
  • the first dielectric film 8 contains silicon oxide such as SiO 2 as a main component.
  • silicon oxide such as SiO 2 as a main component.
  • the main component means a component containing 50% by weight or more.
  • the material of the first dielectric film 8 is not limited to the above, and may be, for example, silicon oxynitride or tellurium oxide.
  • the second dielectric film 9 is provided on the first dielectric film 8.
  • the second dielectric film 9 is made of silicon nitride such as SiN.
  • the material of the second dielectric film 9 is not limited to the above, and may be, for example, aluminum oxide, aluminum nitride, or silicon oxynitride.
  • a feature of the present embodiment is that a piezoelectric substrate 2 made of LiNbO 3 , a plurality of IDT electrodes provided on the piezoelectric substrate 2 and including the first IDT electrode 4A and the second IDT electrode 4B, and a plurality of IDT electrodes
  • T a thickness of at least one of the film thickness is normalized by the mean value lambda 0 of the main electrode layers of the main electrode layer and the second IDT electrode 4B of the first IDT electrode 4A, the main electrode layer material ⁇ at the Euler angles (0 ° ⁇ 5 °, ⁇ , 0 ° ⁇ 10 °) of the piezoelectric substrate 2 satisfies the following formulas 1 to 8, where r is the density ratio between Pt and Pt.
  • the density ratio r is a value obtained by dividing the density of the material of the main electrode layer by the density of Pt.
  • a 1 , B 1 , C 1 , A 2 , B 2 and C 2 in Formula 1 are represented by the following Formulas 2 to 8 using X.
  • a 1 0.056 ⁇ 10 ⁇ 4.93 ⁇ X +0.0016 ...
  • B 1 ⁇ 0.088 ⁇ X 2 + 0.066 ⁇ X + 0.0386 (0.05 ⁇ X ⁇ 0.375) (Formula 3)
  • B 1 0.051 (0.375 ⁇ X ⁇ 0.65)
  • C 1 0.714 ⁇ 10 ⁇ 5.26 ⁇ X +29.37 Equation 5
  • a 2 0.0987 ⁇ X 2 ⁇ 0.0918 ⁇ X + 0.0644 ...
  • Formula 6 B 2 ⁇ 0.0651 ⁇ X 2 + 0.1114 ⁇ X + 0.0351
  • Formula 7 C 2 0.7830 ⁇ X 2 1.7424 ⁇ X + 32.70 ... Equation 8
  • the comparative example is different from the first embodiment in that the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate do not satisfy the above formula 1.
  • the elastic wave used in the first embodiment and the comparative example is a Rayleigh wave, and the SH wave becomes an unnecessary wave.
  • the return loss characteristics were compared by changing the wavelengths of the IDT electrode of the elastic wave resonator of the first embodiment and the IDT electrode of the elastic wave resonator of the comparative example.
  • the following conditions are used.
  • Piezoelectric substrate material LiNbO 3 , Euler angles (0 °, 30 °, 0 °)
  • Main electrode layer material Pt, film thickness 0.085 ⁇ 0
  • Conductive auxiliary electrode layer material Al, film thickness 0.08 ⁇ 0
  • Duty ratio 0.60
  • First dielectric film material SiO 2 , film thickness 0.35 ⁇ 0
  • Second dielectric film material SiN, film thickness 0.01 ⁇ 0
  • Piezoelectric substrate material LiNbO 3 , Euler angles (0 °, 19 °, 0 °)
  • Main electrode layer material Pt, film thickness 0.0425 ⁇ 0
  • Conductive auxiliary electrode layer material Al, film thickness 0.08 ⁇ 0
  • Duty ratio 0.60
  • First dielectric film material SiO 2 , film thickness 0.35 ⁇ 0
  • Second dielectric film material SiN, film thickness 0.01 ⁇ 0
  • Figure 5 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the comparative example was set to 1.00 ⁇ 0.
  • Figure 6 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the comparative example was set to 0.90 ⁇ 0.
  • Figure 7 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the comparative example was set to 0.95 ⁇ 0.
  • Figure 8 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the comparative example was set to 1.05 ⁇ 0.
  • Figure 9 is a diagram showing the return loss when the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the comparative example was set to 1.10 ⁇ 0.
  • the horizontal axis is the normalized frequency normalized by the resonance frequency of each elastic wave resonator.
  • the return loss characteristic of the first elastic wave resonator corresponds to FIG.
  • the return loss characteristic of the acoustic wave resonator corresponds to FIG.
  • the wavelength of the IDT electrode, 0.90Ramuda 0 or more it is desirable to be able to also suppress spurious due to unwanted wave when take any value 1.10Ramuda 0 or less.
  • Figure 10 is a diagram showing a return loss in the case where the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the first embodiment and 1.00 ⁇ 0.
  • Figure 11 is a diagram showing a return loss in the case where the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the first embodiment and 0.90 ⁇ 0.
  • Figure 12 is a diagram showing a return loss in the case where the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the first embodiment and 0.95 ⁇ 0.
  • Figure 13 is a diagram showing a return loss in the case where the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the first embodiment and 1.05 ⁇ 0.
  • Figure 14 is a diagram showing a return loss in the case where the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator of the first embodiment and 1.10 ⁇ 0.
  • the wavelength of the IDT electrode 0.90Ramuda 0 above also in case of varying the 1.10Ramuda 0 following range, unnecessary wave effectively It turns out that it is suppressed.
  • the wavelength of the IDT electrode is 0.90 ⁇ 0 or more, it can be seen that spurious is effectively suppressed by the take unnecessary waves any value of 1.10Ramuda 0 or less.
  • the values of A 1 , B 1 , C 1 , A 2 , B 2 , and C 2 at this time are the same as those in the comparative example.
  • Equation 1 is 29.09 ⁇ ⁇ ⁇ 31.27, and ⁇ in the first embodiment is Equation 1. Fulfill. Therefore, even if the electrode finger pitch of the IDT electrode is different and the wavelength is different on the same piezoelectric substrate, unnecessary waves can be effectively suppressed.
  • Equation 1 to Equation 8 the details of Equation 1 to Equation 8 will be described. For this purpose, first, reference will be made to the ratio band of unnecessary waves that can sufficiently suppress unnecessary waves, with reference to FIGS. Next, each example in the case of changing the value of X is shown, and it is shown that unnecessary waves can be effectively suppressed by satisfying the above formulas 1 to 8.
  • Wavelength of the IDT electrode was set to 1.00 ⁇ 0, Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) ⁇ of 28 ° or more in were varied in the range of 32 ° or less.
  • ⁇ at Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) was set to 0 °, and ⁇ was set to 0 °.
  • FIG. 15 is a diagram showing the return loss when the acoustic wave resonator having the wavelength of the IDT electrode of 1.00 ⁇ 0 has a ⁇ of 28 ° at the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate.
  • FIG. 16 is a diagram showing the return loss when the acoustic wave resonator having the IDT electrode wavelength of 1.00 ⁇ 0 has a ⁇ of 29 ° at the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate.
  • FIG. 16 is a diagram showing the return loss when the acoustic wave resonator having the IDT electrode wavelength of 1.00 ⁇ 0 has a ⁇ of 29 ° at the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate.
  • FIG. 17 is a diagram showing a return loss when the acoustic wave resonator having the IDT electrode wavelength of 1.00 ⁇ 0 has a ⁇ of 30 ° at the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate.
  • FIG. 18 is a diagram showing the return loss when the acoustic wave resonator having the IDT electrode wavelength of 1.00 ⁇ 0 has a ⁇ of 31 ° at the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate.
  • FIG. 18 is a diagram showing the return loss when the acoustic wave resonator having the IDT electrode wavelength of 1.00 ⁇ 0 has a ⁇ of 31 ° at the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate.
  • FIG. 19 is a diagram showing a return loss when an acoustic wave resonator having an IDT electrode wavelength of 1.00 ⁇ 0 has a ⁇ of 32 ° at the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate.
  • the spurious magnitude of the return loss of the elastic wave resonator is 1 in the pass band of the elastic wave filter. It has been found that spurious magnitudes of / 2 to 2/3 occur. Accordingly, in the return loss of the acoustic wave resonator, when the absolute value of the spurious due to the unnecessary wave is 0.3 dB, a spurious signal having a magnitude of 0.15 dB to 0.2 dB is present in the passband of the acoustic wave filter. Will occur.
  • FIG. 30 shows the pass characteristic of the elastic wave filter when a spurious signal having a size of 0.2 dB occurs in the pass band of the elastic wave filter.
  • the horizontal axis in FIG. 30 is a normalized frequency with the frequency at which spurious is generated as 1.
  • Spurious to the extent shown in FIG. 30 is generally not a problem. Therefore, in the return loss of the acoustic wave resonator, if the absolute value of the spurious due to the unnecessary wave is 0.3 dB, an acoustic wave filter, a high-frequency front-end circuit using the acoustic wave resonator, and a communication device The adverse effect on the operation is greatly suppressed.
  • FIG. 31 shows the pass characteristics of the elastic wave filter when a spurious signal having a size of 0.27 dB is generated in the pass band of the elastic wave filter. Note that the horizontal axis of FIG. 31 is a normalized frequency where the frequency at which spurious is generated is 1. The spurious magnitude as shown in FIG. 31 may cause a problem in the elastic wave filter.
  • the elastic wave filter, the high-frequency front end circuit using the elastic wave resonator, and the communication may be adversely affected. Therefore, by suppressing the magnitude of the absolute value of the spurious to 0.3 dB or less in the return loss characteristic of the elastic wave resonator, an elastic wave filter, a high-frequency front end circuit using this elastic wave resonator, and a communication Deterioration of the filter characteristics of the device can be suppressed.
  • Figure 20 is a wavelength of the IDT electrode in the elastic wave resonator is 1.00Ramuda 0, is a diagram showing a theta in the Euler angles of the piezoelectric substrate ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ), the relationship between the fractional bandwidth of the unnecessary wave .
  • the unnecessary wave in FIG. 20 is an SH wave. Since the size of the band of the unwanted wave corresponds to the size of the spurious, the spurious can be suppressed as the size of the specific band is smaller.
  • the elastic wave resonator used for the measurement in FIG. 20 is the same as the elastic wave resonator of the first embodiment used for the return loss measurement shown in FIG. 10 except that ⁇ is changed. . The same applies to elastic wave resonators in FIGS. 21, 23, 25, and 27 described later.
  • the relative band of unnecessary waves is almost equal when ⁇ at the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate is around 30 °. 0%. As ⁇ becomes a value farther from 30 °, the ratio band of unnecessary waves becomes larger.
  • the magnitude of the absolute value of spurious due to unnecessary waves may be set to 0.3 dB or less. It was shown that it can be sufficiently suppressed.
  • the band ratio of unnecessary waves is 0.005% or less. Therefore, spurious due to the unnecessary wave can be sufficiently suppressed in the range of ⁇ where the specific band of the unnecessary wave is 0.005% or less.
  • the range of ⁇ where the specific band of unnecessary waves is 0.005% or less is 28.9 ° ⁇ ⁇ ⁇ 31.4 °. Therefore, when the wavelength of the IDT electrode is a single in 1.00Ramuda 0, by choosing the range of the above theta, it is possible to sufficiently suppress spurious due to an unnecessary wave.
  • the wavelength ⁇ 1 of the first IDT electrode is the longest and the wavelength ⁇ 2 of the second IDT electrode is the shortest among the plurality of IDT electrodes.
  • ⁇ 1 (1 + X) ⁇ 0
  • ⁇ 2 (1 ⁇ X) ⁇ 0 using the average value ⁇ 0 of the wavelengths ⁇ 1 and ⁇ 2.
  • a range of ⁇ that can sufficiently suppress spurious due to an unnecessary wave when the wavelength is any value between ⁇ 2 and ⁇ 1 among a plurality of IDT electrodes is set. Ask.
  • the solid line shows the results when the wavelength of the IDT electrode is lambda 0. Dashed line wavelength is 1.05 ⁇ 0, it shows the results corresponding to the first IDT electrode. Dashed line wavelength is 0.95 ⁇ 0, it shows the results corresponding to the second IDT electrode.
  • the result indicated by the solid line is the same as the result shown in FIG.
  • the range of ⁇ in the Euler angles ( ⁇ , ⁇ , ⁇ ) of the piezoelectric substrate where the unwanted wave ratio band is 0.005% or less varies depending on the wavelength of the IDT electrode.
  • Wavelength of the IDT electrode is 0.95 ⁇ 0 or more, in the 1.05Ramuda 0 following ranges, in the range of 29.01 ° ⁇ ⁇ ⁇ 31.29 ° indicated by the arrow D1 in FIG. 21, the fractional bandwidth of the unnecessary wave It can be 0.005% or less.
  • Wavelength of the IDT electrode is 0.95 ⁇ 0 or more, lines representing ⁇ and the fractional bandwidth relationship when the 1.05Ramuda 0 following range, which exists in the region between the dashed lines and one-dot chain line in FIG. 21, by choosing ⁇ in the regions shown by the arrow D1, it is the wavelength of the IDT electrode is 0.95 ⁇ 0 or more, to sufficiently suppress the very unnecessary waves any value of 1.05Ramuda 0 or less.
  • a curve E1 indicated by a solid line in FIG. 22 shows the relationship between the film thickness of the main electrode layer and the lower limit value of ⁇ at which the relative band of unnecessary waves is 0.005% or less.
  • a curved line F1 indicated by a broken line shows the relationship between the film thickness of the main electrode layer and the upper limit value of ⁇ at which the unnecessary wave ratio band is 0.005% or less.
  • a region surrounded by the curve E1 and the curve F1 in FIG. 22 is a region where unnecessary waves can be sufficiently suppressed. This region can be represented by Equation 9 below.
  • the main electrode layer of the IDT electrode in the first embodiment is made of Pt.
  • T Pt in Formula 9 is the value obtained by normalizing the thickness of the case main electrode layer is Pt at lambda 0.
  • the thickness T Pt when the main electrode layer is made of Pt is preferably at 0.12Ramuda 0 or less, and more preferably 0.10Ramuda 0 or less.
  • the aspect ratio of the IDT electrode is the ratio of the film thickness of the electrode finger of the IDT electrode to the dimension along the transverse direction of the electrode finger.
  • the aspect ratio of the gap between the IDT electrodes is the ratio of the film thickness of the electrode fingers adjacent to each other across the gap to the dimension along the transverse direction of the gap.
  • the film thickness of the main electrode layer may be set in accordance with the density ratio between the metal and Pt. More specifically, when the density of Pt is ⁇ Pt and the density of the metal used for the main electrode layer is ⁇ , the density ratio is represented by ⁇ / ⁇ Pt .
  • T ⁇ r is preferably in the range of 0.049 ⁇ 0 ⁇ T ⁇ r ⁇ 0.10 ⁇ 0 .
  • Expression 10 is an expression in which each numerical value is substituted for A 1 , B 1 , C 1 , A 2 , B 2, and C 2 in Expression 1 below.
  • the solid line shows the results when the wavelength of the IDT electrode is lambda 0.
  • Dashed line wavelength shows the results of 1.10 ⁇ 0.
  • Dashed line shows the results of wavelength 0.90 ⁇ 0.
  • Wavelength of the IDT electrode is 0.90 ⁇ 0 or more, lines representing ⁇ and the fractional bandwidth relationship when the 1.10Ramuda 0 following range, which exists in the region between the dashed lines and one-dot chain line in FIG. 23, by choosing ⁇ in the regions shown by the arrow D2, so the wavelength of the IDT electrode is 0.90 ⁇ 0 or more, to sufficiently suppress the very unnecessary waves any value of 1.10Ramuda 0 or less.
  • the thickness of the main electrode layer is changed and the same evaluation as in FIG. 23 is performed.
  • the relationship between the upper limit value and the lower limit value of ⁇ was determined. The results are shown in Table 2 below and FIG.
  • a curve E2 indicated by a solid line in FIG. 24 shows the relationship between the film thickness of the main electrode layer and the lower limit value of ⁇ at which the relative band of unnecessary waves is 0.005% or less.
  • a curved line F2 indicated by a broken line shows a relationship between the film thickness of the main electrode layer and the upper limit value of ⁇ at which the unnecessary wave ratio band is 0.005% or less.
  • T ⁇ r in Formula 11 is preferably in the range of 0.058 ⁇ 0 ⁇ T ⁇ r ⁇ 0.10 ⁇ 0 .
  • the solid line shows the results when the wavelength of the IDT electrode is lambda 0.
  • Dashed line wavelength shows the results of 1.15 ⁇ 0.
  • Dashed line shows the results of wavelength 0.85 ⁇ 0.
  • the wavelength of the IDT electrode is 0.85 ⁇ 0 or more, in the 1.15Ramuda 0 following ranges, in 29.18 ° ⁇ ⁇ ⁇ 30.94 range ° indicated by arrow D3, the unnecessary wave
  • the specific band can be 0.005% or less.
  • Wavelength of the IDT electrode is 0.85 ⁇ 0 or more, lines representing ⁇ and the fractional bandwidth relationship when the 1.15Ramuda 0 following range, which exists in the region between the dashed lines and one-dot chain line in FIG. 25, by choosing ⁇ range indicated by an arrow D3, it is the wavelength of the IDT electrode is 0.85 ⁇ 0 or more, to sufficiently suppress the very unnecessary waves any value of 1.15Ramuda 0 or less.
  • the thickness of the main electrode layer is changed and the same evaluation as in FIG. 25 is performed.
  • the relationship between the upper limit value and the lower limit value of ⁇ was determined. The results are shown in Table 3 below and FIG.
  • a curve E3 indicated by a solid line in FIG. 26 shows the relationship between the film thickness of the main electrode layer and the lower limit value of ⁇ at which the relative band of unnecessary waves is 0.005% or less.
  • a curved line F3 indicated by a broken line indicates a relationship between the film thickness of the main electrode layer and the upper limit value of ⁇ at which the unnecessary wave ratio band is 0.005% or less.
  • T ⁇ r in Equation 12 is preferably in the range of 0.064 ⁇ 0 ⁇ T ⁇ r ⁇ 0.10 ⁇ 0 .
  • the solid line shows the results when the wavelength of the IDT electrode is lambda 0.
  • Dashed line wavelength shows the results of 1.20 ⁇ 0.
  • Dashed line shows the results of wavelength 0.80 ⁇ 0.
  • the wavelength of the IDT electrode is 0.80 ⁇ 0 or more, in the 1.20Ramuda 0 following ranges, in 29.24 ° ⁇ ⁇ ⁇ 30.73 range ° indicated by arrow D4, the unnecessary wave
  • the specific band can be 0.005% or less.
  • Wavelength of the IDT electrode is 0.80 ⁇ 0 or more, lines representing ⁇ and the fractional bandwidth relationship when the 1.20Ramuda 0 following range, which exists in the region between the dashed lines and one-dot chain line in FIG. 27, by choosing ⁇ in the regions shown by the arrow D4, so the wavelength of the IDT electrode is 0.80 ⁇ 0 or more, to sufficiently suppress the very unnecessary waves any value of 1.20Ramuda 0 or less.
  • the thickness of the main electrode layer is changed and the same evaluation as in FIG. 27 is performed.
  • the relationship between the upper limit value and the lower limit value of ⁇ was determined. The results are shown in Table 4 below and FIG.
  • a curve E4 indicated by a solid line in FIG. 28 shows the relationship between the film thickness of the main electrode layer and the lower limit value of ⁇ at which the relative band of unnecessary waves is 0.005% or less.
  • a curved line F4 indicated by a broken line indicates a relationship between the film thickness of the main electrode layer and the upper limit value of ⁇ at which the unnecessary wave ratio band is 0.005% or less.
  • T ⁇ r in Equation 13 is preferably in the range of 0.069 ⁇ 0 ⁇ T ⁇ r ⁇ 0.10 ⁇ 0 .
  • a 1 , B 1 , C 1 , A 2 , B 2 and C 2 were determined as the following formulas 2 to 8 using X, respectively.
  • a 1 , B 1 , C 1 , A 2 , B 2 and C 2 in Formula 1 are represented by Formulas 2 to 8 below using X.
  • a 1 0.056 ⁇ 10 ⁇ 4.93 ⁇ X +0.0016 ...
  • B 1 ⁇ 0.088 ⁇ X 2 + 0.066 ⁇ X + 0.0386 (0.05 ⁇ X ⁇ 0.375) (Formula 3)
  • B 1 0.051 (0.375 ⁇ X ⁇ 0.65)
  • C 1 0.714 ⁇ 10 ⁇ 5.26 ⁇ X +29.37 Equation 5
  • a 2 0.0987 ⁇ X 2 ⁇ 0.0918 ⁇ X + 0.0644 ...
  • Formula 6 B 2 ⁇ 0.0651 ⁇ X 2 + 0.1114 ⁇ X + 0.0351
  • Formula 7 C 2 0.7830 ⁇ X 2 1.7424 ⁇ X + 32.70 ... Equation 8
  • Expressions 1 to 8 can effectively suppress unwanted waves even when IDT electrodes having different electrode finger pitches are formed on the same piezoelectric substrate.
  • the thickness of the main electrode layer of the IDT electrode is preferably at 0.12Ramuda 0 or less, and more preferably 0.10Ramuda 0 or less. Therefore, in the present embodiment, B 1 ⁇ T ⁇ r ⁇ 0.10 ⁇ 0 and B 2 ⁇ T ⁇ r ⁇ 0.10 ⁇ 0 .
  • the X is more than 0.65, eliminates has a range that the ⁇ can sufficiently suppress unnecessary waves. Therefore, in the first embodiment, X is set to 0.65 or less.
  • the film thickness of the first IDT electrode 4A and the film thickness of the second IDT electrode 4B are substantially the same.
  • the thickness of the portion of the first dielectric film 8 provided on the first IDT electrode 4A and the thickness of the portion provided on the second IDT electrode 4B are substantially the same. Therefore, the first band-pass filter and the second band-pass filter in the acoustic wave device 1 can be formed simultaneously.
  • unnecessary waves can be effectively suppressed without complicating the process.
  • the elastic wave device 1 of the first embodiment is a composite filter device used for carrier aggregation and the like. Hereinafter, it will be described that the elastic wave device 1 can effectively suppress unnecessary waves in various combinations of communication bands.
  • Table 6 below shows examples of combinations of communication bands used in carrier aggregation and the center frequency ratio of the reception bands of the respective communication bands.
  • the passband of the bandpass filter In order to set the passband of the bandpass filter to a desired band, it is necessary to set the wavelength defined by the electrode finger pitch of the IDT electrode in the acoustic wave resonator to a wavelength corresponding to the desired band. As the center frequency ratio of the combined communication band is larger, the difference in the electrode finger pitch of the IDT electrode in the acoustic wave resonator between the one band-pass filter and the other band-pass filter becomes larger.
  • the first bandpass filter 3A shown in FIG. 1 includes a first elastic wave resonator including a first IDT electrode wavelength is the longest lambda 1. Therefore, the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator in the acoustic wave device 1 is ⁇ 1 or less.
  • the second bandpass filter 3B has a second acoustic wave resonator including a second IDT electrode wavelength is shortest lambda 2. Therefore, the wavelength of the IDT electrode of the acoustic wave resonator in the acoustic wave device 1 is ⁇ 2 or more.
  • the center frequency ratio between the communication band to which the first band-pass filter 3A belongs and the communication band to which the second band-pass filter 3B belongs is (1 + X) / (1-X) or less, It can be set as the structure of 1st Embodiment. In this case, unnecessary waves can be effectively suppressed.
  • the center frequency ratio between Band 4 and Band 30 shown in Table 6 is 1.104. Therefore, unnecessary waves can be effectively suppressed when a combination of communication bands equal to or less than the center frequency ratio between Band 4 and Band 30 is used.
  • the elastic wave device 1 of the first embodiment is a composite filter.
  • the elastic wave device of the present invention is not limited to the above, and may be, for example, an elastic wave device having a plurality of elastic wave filters that are configured on the same piezoelectric substrate and are not connected in common. A plurality of elastic wave filters commonly connected and an elastic wave filter not commonly connected may be mixed.
  • the acoustic wave device of the present invention may be a ladder type filter. As in these cases, even if a plurality of IDT electrodes having different electrode finger pitches are provided on the same piezoelectric substrate, unnecessary waves can be effectively suppressed.
  • the elastic wave device can be used as a duplexer for a high-frequency front end circuit. This example is described below.
  • FIG. 29 is a configuration diagram of the communication device and the high-frequency front-end circuit.
  • components connected to the high-frequency front-end circuit 230 for example, the antenna element 202 and the RF signal processing circuit (RFIC) 203 are also shown.
  • the high-frequency front end circuit 230 and the RF signal processing circuit 203 constitute a communication device 240.
  • the communication device 240 may include a power supply, a CPU, and a display.
  • the high-frequency front-end circuit 230 includes a switch 225, duplexers 201A and 201B, filters 231, 232, low-noise amplifier circuits 214, 224, and power amplifier circuits 234a, 234b, 244a, 244b. Note that the high-frequency front-end circuit 230 and the communication device 240 in FIG. 29 are examples of the high-frequency front-end circuit and the communication device, and are not limited to this configuration.
  • the duplexer 201A includes filters 211 and 212.
  • the duplexer 201B includes filters 221 and 222.
  • the duplexers 201 ⁇ / b> A and 201 ⁇ / b> B are connected to the antenna element 202 via the switch 225.
  • the said elastic wave apparatus may be duplexers 201A and 201B, and may be filters 211, 212, 221 and 222.
  • the elastic wave device is also applicable to a multiplexer having three or more filters, such as a triplexer in which the antenna terminals of three filters are shared, and a hexaplexer in which the antenna terminals of six filters are shared. Can do.
  • the acoustic wave device includes an acoustic wave resonator, a filter, a duplexer, and a multiplexer including three or more filters.
  • the multiplexer is not limited to the configuration including both the transmission filter and the reception filter, and may be configured to include only the transmission filter or only the reception filter.
  • the switch 225 connects the antenna element 202 and a signal path corresponding to a predetermined band in accordance with a control signal from a control unit (not shown), and is configured by, for example, a SPDT (Single Pole Double Throw) type switch. .
  • a SPDT Single Pole Double Throw
  • the number of signal paths connected to the antenna element 202 is not limited to one and may be plural. That is, the high frequency front end circuit 230 may support carrier aggregation.
  • the low noise amplifier circuit 214 is a reception amplification circuit that amplifies a high frequency signal (here, a high frequency reception signal) via the antenna element 202, the switch 225, and the duplexer 201A and outputs the amplified signal to the RF signal processing circuit 203.
  • the low noise amplifier circuit 224 is a reception amplification circuit that amplifies a high-frequency signal (here, a high-frequency reception signal) that has passed through the antenna element 202, the switch 225, and the duplexer 201B, and outputs the amplified signal to the RF signal processing circuit 203.
  • the power amplifier circuits 234a and 234b are transmission amplifier circuits that amplify the high frequency signal (here, the high frequency transmission signal) output from the RF signal processing circuit 203 and output the amplified signal to the antenna element 202 via the duplexer 201A and the switch 225.
  • the power amplifier circuits 244a and 244b are transmission amplifier circuits that amplify the high-frequency signal (here, the high-frequency transmission signal) output from the RF signal processing circuit 203 and output the amplified signal to the antenna element 202 via the duplexer 201B and the switch 225. .
  • the RF signal processing circuit 203 processes the high-frequency reception signal input from the antenna element 202 via the reception signal path by down-conversion or the like, and outputs a reception signal generated by the signal processing. In addition, the RF signal processing circuit 203 performs signal processing on the input transmission signal by up-conversion or the like, and outputs the high-frequency transmission signal generated by the signal processing to the power amplifier circuits 234a, 234b, 244a, and 244b.
  • the RF signal processing circuit 203 is, for example, an RFIC.
  • the communication apparatus may include a BB (baseband) IC. In this case, the BBIC processes the received signal processed by the RFIC. The BBIC processes the transmission signal and outputs it to the RFIC.
  • the reception signal processed by the BBIC and the transmission signal before the signal processing by the BBIC are, for example, an image signal or an audio signal.
  • the high-frequency front end circuit 230 may include a duplexer according to a modification of the duplexers 201A and 201B instead of the duplexers 201A and 201B.
  • the filters 231 and 232 in the communication device 240 are connected between the RF signal processing circuit 203 and the switch 225 without passing through the low noise amplifier circuits 214 and 224 and the power amplifier circuits 234a, 234b, 244a and 244b.
  • the filters 231 and 232 are also connected to the antenna element 202 via the switch 225, similarly to the duplexers 201A and 201B.
  • the elastic wave device, the high-frequency front-end circuit, and the communication device according to the embodiment of the present invention have been described with reference to the embodiment and the modified examples thereof.
  • a high-frequency front-end circuit according to the present invention a modification obtained by making various modifications conceived by those skilled in the art without departing from the gist of the present invention, and a high-frequency front-end circuit according to the present invention.
  • Various devices incorporating the communication device are also included in the present invention.
  • the present invention can be widely used in communication devices such as mobile phones as an elastic wave resonator, a filter, a duplexer, a multiplexer, a front end circuit and a communication device that can be applied to a multiband system.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Materials Engineering (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)

Abstract

電極指ピッチが異なる複数のＩＤＴ電極が同一の圧電基板上に設けられている場合においても不要波を効果的に抑制することができる、弾性波装置を提供する。　弾性波装置１は、ＬｉＮｂＯ３からなる圧電基板２と、圧電基板２上に設けられた第１，第２のＩＤＴ電極４Ａ，４Ｂを覆うように圧電基板２上に設けられた第１の誘電体膜８（誘電体膜）とを備える。第１，第２のＩＤＴ電極４Ａ，４Ｂは主電極層を有する。第１，第２のＩＤＴ電極４Ａ，４Ｂの電極指ピッチにより規定される波長をλ１，λ２、その平均値をλ０とし、λ１／λ０＝１＋Ｘ、かつλ２／λ０＝１－Ｘとしたときに、０．０５≦Ｘ≦０．６５である。波長λ１が最も長く、波長λ２が最も短い。圧電基板２のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるφが０°±５°であり、ψが０°±１０°であり、θが式１を満たす。式１において、Ｂ１＜Ｔ×ｒ≦０．１０λ０であり、かつＢ２＜Ｔ×ｒ≦０．１０λ０である。

Description

弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
　本発明は、レイリー波を利用した弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置に関する。
　近年では、携帯情報端末におけるデータ通信の高速化のニーズがますます高まっており、キャリアアグリゲーションなどにより多数の帯域で同時に通信を行う技術や、１つの帯域においても広帯域化する技術が必要となっている。同時に、携帯情報端末の小型化に対する要求も常に存在するため、携帯情報端末に使用される弾性波装置においても、より一層の小型化が要求されている。
　上記小型化の要求を満たすために、同一の圧電基板上において、通過帯域が異なる複数の帯域通過型フィルタを構成する技術が求められている。このためには、同一の圧電基板上に、電極指ピッチが大きく異なる複数のＩＤＴ電極を形成する必要がある。また、同一圧電基板上に単一のフィルタを形成する場合においても、広帯域化のため、電極指ピッチが大きく異なる複数のＩＤＴ電極を同一の圧電基板上に形成する技術が求められている。
　ここで、下記の特許文献１には、弾性波装置の一例が記載されている。この弾性波装置は、ＬｉＮｂＯ３からなる圧電基板を伝搬するレイリー波を利用する。圧電基板上には、ＩＤＴ電極を覆うように誘電体層が設けられている。
国際公開第２０１７／００６７４２号
　本発明の目的は、電極指ピッチが異なる複数のＩＤＴ電極が同一の圧電基板上に設けられている場合においても、不要波を効果的に抑制することができる、弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置を提供することにある。
　本発明に係る弾性波装置のある広い局面では、ＬｉＮｂＯ３からなる圧電基板と、前記圧電基板上に設けられており、かつ第１のＩＤＴ電極及び第２のＩＤＴ電極を含む複数のＩＤＴ電極と、前記複数のＩＤＴ電極を覆うように、前記圧電基板上に設けられている誘電体膜とが備えられており、前記第１のＩＤＴ電極及び前記第２のＩＤＴ電極が主電極層を有し、前記第１のＩＤＴ電極の電極指ピッチにより規定される波長をλ１、前記第２のＩＤＴ電極の電極指ピッチにより規定される波長をλ２、前記波長λ１及び前記波長λ２の平均値をλ０＝（λ１＋λ２）／２とし、λ１／λ０＝１＋Ｘであり、かつλ２／λ０＝１－Ｘとしたときに、０．０５≦Ｘ≦０．６５であり、前記複数のＩＤＴ電極のうち前記第１のＩＤＴ電極の前記波長λ１が最も長く、かつ前記第２のＩＤＴ電極の前記波長λ２が最も短く、前記第１のＩＤＴ電極の前記主電極層及び前記第２のＩＤＴ電極の前記主電極層のうち少なくとも一方の膜厚を前記平均値λ０で規格化した膜厚をＴ、前記主電極層の材料とＰｔとの密度比をｒとしたときに、前記圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるφが０°±５°であり、ψが０°±１０°であり、θが下記式１を満たす。
　－Ａ１／（Ｔ×ｒ－Ｂ１）＋Ｃ１≦θ≦－Ａ２／（Ｔ×ｒ－Ｂ２）＋Ｃ２…式１
　Ｂ１＜Ｔ×ｒ≦０．１０λ０であり、かつＢ２＜Ｔ×ｒ≦０．１０λ０であり、上記式１におけるＡ１、Ｂ１、Ｃ１、Ａ２、Ｂ２及びＣ２が、Ｘを用いた下記式２～式８により表される。
　Ａ１＝０．０５６×１０－４．９３×Ｘ＋０．００１６…式２
　Ｂ１＝－０．０８８×Ｘ２＋０．０６６×Ｘ＋０．０３８６　（０．０５≦Ｘ≦０．３７５）…式３
　Ｂ１＝０．０５１　（０．３７５≦Ｘ≦０．６５）…式４
　Ｃ１＝０．７１４×１０－５．２６×Ｘ＋２９．３７…式５
　Ａ２＝０．０９８７×Ｘ２－０．０９１８×Ｘ＋０．０６４４…式６
　Ｂ２＝－０．０６５１×Ｘ２＋０．１１１４×Ｘ＋０．０３５１…式７
　Ｃ２＝０．７８３０×Ｘ２－１．７４２４×Ｘ＋３２．７０…式８
　本発明に係る弾性波装置の他の広い局面では、ＬｉＮｂＯ３からなる圧電基板と、前記圧電基板上に設けられており、かつ第１のＩＤＴ電極及び第２のＩＤＴ電極を含む複数のＩＤＴ電極と、前記複数のＩＤＴ電極を覆うように、前記圧電基板上に設けられている誘電体膜とが備えられており、前記第１のＩＤＴ電極及び前記第２のＩＤＴ電極が主電極層を有し、前記第１のＩＤＴ電極の電極指ピッチにより規定される波長をλ１、前記第２のＩＤＴ電極の電極指ピッチにより規定される波長をλ２、前記波長λ１及び前記波長λ２の平均値をλ０＝（λ１＋λ２）／２とし、λ１／λ０＝１＋Ｘであり、かつλ２／λ０＝１－Ｘとしたときに、０．０５≦Ｘ≦０．６５であり、前記複数のＩＤＴ電極のうち前記第１のＩＤＴ電極の前記波長λ１が最も長く、かつ前記第２のＩＤＴ電極の前記波長λ２が最も短く、前記第１のＩＤＴ電極の前記主電極層及び前記第２のＩＤＴ電極の前記主電極層のうち少なくとも一方の膜厚を前記平均値λ０で規格化した膜厚をＴ、前記主電極層の材料とＰｔとの密度比をｒとしたときに、前記圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるφが０°±５°であり、ψが０°±１０°であり、θが下記式１を満たす。
　－Ａ１／（Ｔ×ｒ－Ｂ１）＋Ｃ１≦θ≦－Ａ２／（Ｔ×ｒ－Ｂ２）＋Ｃ２…式１
　Ｂ１＜Ｔ×ｒ≦０．１２λ０であり、かつＢ２＜Ｔ×ｒ≦０．１２λ０であり、
　上記式１におけるＡ１、Ｂ１、Ｃ１、Ａ２、Ｂ２及びＣ２が、Ｘを用いた下記式２～式８により表される。
　Ａ１＝０．０５６×１０－４．９３×Ｘ＋０．００１６…式２
　Ｂ１＝－０．０８８×Ｘ２＋０．０６６×Ｘ＋０．０３８６　（０．０５≦Ｘ≦０．３７５）…式３
　Ｂ１＝０．０５１　（０．３７５≦Ｘ≦０．６５）…式４
　Ｃ１＝０．７１４×１０－５．２６×Ｘ＋２９．３７…式５
　Ａ２＝０．０９８７×Ｘ２－０．０９１８×Ｘ＋０．０６４４…式６
　Ｂ２＝－０．０６５１×Ｘ２＋０．１１１４×Ｘ＋０．０３５１…式７
　Ｃ２＝０．７８３０×Ｘ２－１．７４２４×Ｘ＋３２．７０…式８
　本発明に係る弾性波装置のある特定の局面では、前記第１のＩＤＴ電極の前記主電極層及び前記第２のＩＤＴ電極の前記主電極層の膜厚及び材料が実質的に同じであり、前記誘電体膜における前記第１のＩＤＴ電極上に設けられた部分の膜厚及び前記第２のＩＤＴ電極上に設けられた部分の膜厚が実質的に同じである。
　本発明に係る弾性波装置の他の特定の局面では、前記誘電体膜が酸化ケイ素を主成分とする。この場合には、周波数温度特性を改善することができる。
　本発明に係る弾性波装置の他の特定の局面では、前記圧電基板において、通過帯域が異なる通信バンドに属する複数の帯域通過型フィルタが構成されている。
　本発明に係る弾性波装置のさらに他の特定の局面では、前記圧電基板上に、アンテナに接続されるアンテナ端子が設けられており、前記アンテナ端子に前記複数の帯域通過型フィルタが共通接続されており、複合フィルタが構成されている。
　本発明に係る弾性波装置の別の特定の局面では、前記複数の帯域通過型フィルタにより複合フィルタが構成されていない。
　本発明に係る高周波フロントエンド回路は、本発明に従い構成された弾性波装置と、パワーアンプとを備える。
　本発明に係る通信装置は、本発明に従い構成された高周波フロントエンド回路と、ＲＦ信号処理回路とを備える。
　本発明に係る弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置によれば、電極指ピッチが異なる複数のＩＤＴ電極が同一の圧電基板上に設けられている場合においても、不要波を効果的に抑制することができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る弾性波装置の模式図である。 図２は、本発明の第１の実施形態に係る弾性波装置の模式的正面断面図である。 図３は、本発明の第１の実施形態における第１の弾性波共振子の電極構造を示す模式的平面図である。 図４は、本発明の第１の実施形態における第１のＩＤＴ電極の拡大正面断面図である。 図５は、比較例の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を１．００λ０とした場合のリターンロスを示す図である。 図６は、比較例の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を０．９０λ０とした場合のリターンロスを示す図である。 図７は、比較例の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を０．９５λ０とした場合のリターンロスを示す図である。 図８は、比較例の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を１．０５λ０とした場合のリターンロスを示す図である。 図９は、比較例の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を１．１０λ０とした場合のリターンロスを示す図である。 図１０は、本発明の第１の実施形態の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を１．００λ０とした場合のリターンロスを示す図である。 図１１は、本発明の第１の実施形態の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を０．９０λ０とした場合のリターンロスを示す図である。 図１２は、本発明の第１の実施形態の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を０．９５λ０とした場合のリターンロスを示す図である。 図１３は、本発明の第１の実施形態の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を１．０５λ０とした場合のリターンロスを示す図である。 図１４は、本発明の第１の実施形態の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を１．１０λ０とした場合のリターンロスを示す図である。 図１５は、ＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である弾性波共振子の、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが２８°である場合のリターンロスを示す図である。 図１６は、本発明のＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である弾性波共振子の、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが２９°である場合のリターンロスを示す図である。 図１７は、本発明のＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である弾性波共振子の、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが３０°である場合のリターンロスを示す図である。 図１８は、本発明のＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である弾性波共振子の、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが３１°である場合のリターンロスを示す図である。 図１９は、本発明のＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である弾性波共振子の、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが３２°である場合のリターンロスを示す図である。 図２０は、ＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である弾性波共振子における、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθと、不要波の比帯域との関係を示す図である。 図２１は、Ｘ＝０．０５の場合の、弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の波長、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθ及び不要波の比帯域の関係を示す図である。 図２２は、Ｘ＝０．０５の場合の、弾性波共振子における不要波の比帯域が０．００５％以下となる圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθの上限値及び下限値と、主電極層の膜厚との関係を示す図である。 図２３は、Ｘ＝０．１０の場合の、弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の波長、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθ及び不要波の比帯域の関係を示す図である。 図２４は、Ｘ＝０．１０の場合の、弾性波共振子における不要波の比帯域が０．００５％以下となる圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθの上限値及び下限値と、主電極層の膜厚との関係を示す図である。 図２５は、Ｘ＝０．１５の場合の、弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の波長、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθ及び不要波の比帯域の関係を示す図である。 図２６は、Ｘ＝０．１５の場合の、弾性波共振子における不要波の比帯域が０．００５％以下となる圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθの上限値及び下限値と、主電極層の膜厚との関係を示す図である。 図２７は、Ｘ＝０．２０の場合の、弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の波長、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθ及び不要波の比帯域の関係を示す図である。 図２８は、Ｘ＝０．２０の場合の、弾性波共振子における不要波の比帯域が０．００５％以下となる圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθの上限値及び下限値と、主電極層の膜厚との関係を示す図である。 図２９は、高周波フロントエンド回路を有する通信装置の構成図である。 図３０は、弾性波フィルタの通過帯域内に大きさが０．２ｄＢのスプリアスが生じた場合の弾性波フィルタの通過特性を示す図である。 図３１は、弾性波フィルタの通過帯域内に大きさが０．２７ｄＢのスプリアスが生じた場合の弾性波フィルタの通過特性を示す図である
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　なお、本明細書に記載の各実施形態は、例示的なものであり、異なる実施形態間において、構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることを指摘しておく。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る弾性波装置の模式図である。
　弾性波装置１は、アンテナに接続されるアンテナ端子１２と、アンテナ端子１２に共通接続されている複数の帯域通過型フィルタを有する。複数の帯域通過型フィルタの通過帯域は互いに異なる。本実施形態の弾性波装置１は、キャリアアグリゲーションなどに用いられる複合フィルタ装置である。
　複数の帯域通過型フィルタは、第１の帯域通過型フィルタ３Ａ、第２の帯域通過型フィルタ３Ｂ及び第３の帯域通過型フィルタ３Ｃを含む。弾性波装置１は、第１の帯域通過型フィルタ３Ａ、第２の帯域通過型フィルタ３Ｂ及び第３の帯域通過型フィルタ３Ｃ以外の帯域通過型フィルタも有する。なお、帯域通過型フィルタの個数は特に限定されない。
　複数の帯域通過型フィルタのうち、第１の帯域通過型フィルタ３Ａの通過帯域は最も低周波側に位置する。他方、複数の帯域通過型フィルタのうち、第２の帯域通過型フィルタ３Ｂの通過帯域は最も高周波側に位置する。
　ここで、弾性波装置１は圧電基板を有する。第１の帯域通過型フィルタ３Ａと、第２の帯域通過型フィルタ３Ｂは、同一圧電基板上において構成されている。
　第１の帯域通過型フィルタ３Ａは、第１の弾性波共振子を含む複数の弾性波共振子を有する。同様に、第２の帯域通過型フィルタ３Ｂは、第２の弾性波共振子を含む複数の弾性波共振子を有する。第１の帯域通過型フィルタ３Ａ、第２の帯域通過型フィルタ３Ｂ及び第３の帯域通過型フィルタ３Ｃは、ラダー型フィルタであってもよく、あるいは、縦結合共振子型弾性波フィルタを有していてもよい。第１の帯域通過型フィルタ３Ａは、少なくとも第１の弾性波共振子を有していればよい。第２の帯域通過型フィルタ３Ｂは、少なくとも第２の弾性波共振子を有していればよい。第１の帯域通過型フィルタ３Ａ、第２の帯域通過型フィルタ３Ｂ及び第３の帯域通過型フィルタ３Ｃの回路構成は特に限定されない。
　図２は、第１の実施形態に係る弾性波装置の模式的正面断面図である。
　図２に示す圧電基板２は、ＬｉＮｂＯ３からなる。本実施形態では、圧電基板２のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるφは０°±５°であり、ψは０°±１０°である。オイラー角（０°±５°，θ，０°±１０°）におけるθについては後述する。なお、本明細書においては、例えば、０°±５°は－５°以上、５°以下の範囲を示す。
　圧電基板２において、上記第１の弾性波共振子１３Ａ及び上記第２の弾性波共振子１３Ｂが構成されている。なお、図２においては、第１の弾性波共振子１３Ａ及び第２の弾性波共振子１３Ｂは隣り合う位置に配置されているが、第１の弾性波共振子１３Ａ及び第２の弾性波共振子１３Ｂの配置は、特に限定されない。
　図３は、第１の実施形態における第１の弾性波共振子の電極構造を示す模式的平面図である。
　第１の弾性波共振子１３Ａは、圧電基板上に設けられている第１のＩＤＴ電極４Ａを有する。第１のＩＤＴ電極４Ａに交流電圧を印加することにより、弾性波が励振される。弾性波装置１は、弾性波としてレイリー波を利用する。第１のＩＤＴ電極４Ａの弾性波伝搬方向両側には、反射器７ａ及び反射器７ｂが配置されている。
　第１のＩＤＴ電極４Ａは、互いに対向し合う第１のバスバー５ａ及び第２のバスバー６ａを有する。第１のＩＤＴ電極４Ａは、第１のバスバー５ａに一端が接続されている、複数の第１の電極指５ｂを有する。さらに、第１のＩＤＴ電極４Ａは、第２のバスバー６ａに一端が接続されている、複数の第２の電極指６ｂを有する。複数の第１の電極指５ｂと複数の第２の電極指６ｂとは、互いに間挿し合っている。
　図４は、第１の実施形態における第１のＩＤＴ電極の拡大正面断面図である。
　第１のＩＤＴ電極４Ａは、圧電基板２上に設けられている主電極層１４ａと、主電極層１４ａ上に設けられている導電補助電極層１４ｂとを有する。本明細書において、主電極層は、ＩＤＴ電極を構成する金属層のうち、最も大きな質量を占める金属層である。
　第１のＩＤＴ電極４Ａに用いられる材料は、特に限定されないが、本実施形態では、主電極層１４ａはＰｔからなる。なお、主電極層１４ａには、Ｐｔ以外にも、例えば、Ａｕ、Ｗ、ＭｏまたはＣｕなど、比較的密度が高い金属が好適に用いられる。導電補助電極層１４ｂはＡｌからなる。比較的電気抵抗が小さい導電補助電極層１４ｂを有することにより、第１のＩＤＴ電極４Ａの電気抵抗を小さくすることができる。なお、第１の弾性波共振子の反射器は、第１のＩＤＴ電極４Ａと同様の各金属層からなる。
　本実施形態では、第１のＩＤＴ電極４Ａは主電極層１４ａ及び導電補助電極層１４ｂからなるが、密着層を有していてもよい。密着層は、例えば、圧電基板２と主電極層１４ａとの間や導電補助電極層１４ｂ上に配置することができる。密着層には、例えば、ＮｉＣｒ、ＴｉやＣｒを用いることができる。主電極層１４ａと導電補助電極層１４ｂとの間には、拡散防止層が設けられていてもよい。拡散防止層には、例えば、Ｔｉを用いることができる。なお、第１のＩＤＴ電極４Ａは主電極層１４ａのみからなっていてもよい。
　第１の弾性波共振子と同様に、第２の弾性波共振子も、図２に示す第２のＩＤＴ電極４Ｂ及び反射器を有する。第１の帯域通過型フィルタ及び第２の帯域通過型フィルタの他の複数の弾性波共振子も、それぞれＩＤＴ電極及び反射器を有する。本実施形態においては、第１の帯域通過型フィルタ及び第２の帯域通過型フィルタにおける第１のＩＤＴ電極４Ａ、第２のＩＤＴ電極４Ｂ、他の複数のＩＤＴ電極及び各反射器の膜厚及び材料は、実質的に同じである。本明細書において、実質的に同じとは、弾性波装置１の電気的特性を劣化させない程度に同じであることをいう。例えば、実際には、複数のＩＤＴ電極や各反射器などを同じ膜厚となるように形成した際にも、膜厚に製造ばらつきが生じるが、電気的特性を劣化させない程度の膜厚の差であれば、実質的に同じ膜厚といえる。
　ここで、第１のＩＤＴ電極４Ａの電極指ピッチにより規定される波長をλ１、第２のＩＤＴ電極４Ｂの電極指ピッチにより規定される波長をλ２とする。このとき、複数のＩＤＴ電極の波長のうち第１のＩＤＴ電極の波長λ１が最も長く、かつ第２のＩＤＴ電極の波長λ２が最も短い。本実施形態では、波長λ１及び波長λ２の平均値をλ０＝（λ１＋λ２）／２とし、λ１／λ０＝１＋Ｘとし、かつλ２／λ０＝１－Ｘとしたときに、０．０５≦Ｘ≦０．６５である。
　図２に示すように、圧電基板２上には、第１の誘電体膜８が設けられている。第１の誘電体膜８は第１のＩＤＴ電極４Ａ、第２のＩＤＴ電極４Ｂ及び各反射器を覆っている。第１の誘電体膜８における第１のＩＤＴ電極４Ａ上に設けられた部分の膜厚及び第２のＩＤＴ電極４Ｂ上に設けられた部分の膜厚は、実質的に同じである。
　本実施形態では、第１の誘電体膜８はＳｉＯ２などの酸化ケイ素を主成分とする。これにより、周波数温度係数の絶対値を小さくすることができ、周波数温度特性を改善することができる。加えて、複数のＩＤＴ電極の表面を保護することができ、複数のＩＤＴ電極が破損し難い。本明細書において、主成分とは５０重量％以上含む成分をいう。なお、第１の誘電体膜８の材料は上記に限定されず、例えば、酸窒化ケイ素や酸化テルルなどであってもよい。
　第１の誘電体膜８上には、第２の誘電体膜９が設けられている。本実施形態では、第２の誘電体膜９はＳｉＮなどの窒化ケイ素からなる。第２の誘電体膜９の膜厚を調整することにより、周波数調整を容易に行うことができる。なお、第２の誘電体膜９の材料は上記に限定されず、例えば、酸化アルミニウム、窒化アルミニウムや酸窒化ケイ素であってもよい。
　本実施形態の特徴は、ＬｉＮｂＯ３からなる圧電基板２と、圧電基板２上に設けられており、かつ第１のＩＤＴ電極４Ａ及び第２のＩＤＴ電極４Ｂを含む複数のＩＤＴ電極と、複数のＩＤＴ電極を覆うように、圧電基板２上に設けられている第１の誘電体膜８とを備えており、かつ、以下の構成を有することにある。１）第１のＩＤＴ電極４Ａ及び第２のＩＤＴ電極４Ｂにおいて、λ１／λ０＝１＋Ｘであり、λ２／λ０＝１－Ｘであり、かつ０．０５≦Ｘ≦０．６５である。２）第１のＩＤＴ電極４Ａの主電極層及び第２のＩＤＴ電極４Ｂの主電極層のうち少なくとも一方の膜厚を平均値λ０により規格化される膜厚をＴ、主電極層の材料とＰｔとの密度比をｒとしたときに、圧電基板２のオイラー角（０°±５°，θ，０°±１０°）におけるθが下記式１～式８を満たす。なお、密度比ｒは、主電極層の材料の密度をＰｔの密度により割った値である。
　－Ａ１／（Ｔ×ｒ－Ｂ１）＋Ｃ１≦θ≦－Ａ２／（Ｔ×ｒ－Ｂ２）＋Ｃ２…式１
　Ｂ１＜Ｔ×ｒ≦０．１０λ０であり、かつＢ２＜Ｔ×ｒ≦０．１０λ０である。式１におけるＡ１、Ｂ１、Ｃ１、Ａ２、Ｂ２及びＣ２は、Ｘを用いた下記式２～式８により表される。
　Ａ１＝０．０５６×１０－４．９３×Ｘ＋０．００１６…式２
　Ｂ１＝－０．０８８×Ｘ２＋０．０６６×Ｘ＋０．０３８６　（０．０５≦Ｘ≦０．３７５）…式３
　Ｂ１＝０．０５１　（０．３７５≦Ｘ≦０．６５）…式４
　Ｃ１＝０．７１４×１０－５．２６×Ｘ＋２９．３７…式５
　Ａ２＝０．０９８７×Ｘ２－０．０９１８×Ｘ＋０．０６４４…式６
　Ｂ２＝－０．０６５１×Ｘ２＋０．１１１４×Ｘ＋０．０３５１…式７
　Ｃ２＝０．７８３０×Ｘ２－１．７４２４×Ｘ＋３２．７０…式８
　上記構成を有することによって、電極指ピッチが異なる複数のＩＤＴ電極が同一の圧電基板上に設けられている場合においても、不要波を効果的に抑制することができる。これを、第１の実施形態と比較例とを比較することにより示す。
　なお、比較例は、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）が上記式１を満たさない点において、第１の実施形態と異なる。第１の実施形態及び比較例において利用する弾性波はレイリー波であり、ＳＨ波が不要波となる。
　第１の実施形態の弾性波共振子のＩＤＴ電極及び比較例の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を変化させて、リターンロス特性を比較した。波長は、第１のＩＤＴ電極の波長λ１及び第２のＩＤＴ電極の波長λ２の平均値λ０を基準値として、０．９０λ０以上、１．１０λ０以下の範囲において変化させた。なお、第１の実施形態においては以下の条件とした。
　圧電基板：材料ＬｉＮｂＯ３、オイラー角（０°，３０°，０°）
　主電極層：材料Ｐｔ、膜厚０．０８５λ０
　導電補助電極層：材料Ａｌ、膜厚０．０８λ０
　デューティ比：０．６０
　第１の誘電体膜：材料ＳｉＯ２、膜厚０．３５λ０
　第２の誘電体膜：材料ＳｉＮ、膜厚０．０１λ０
　比較例においては以下の条件とした。
　圧電基板：材料ＬｉＮｂＯ３、オイラー角（０°，１９°，０°）
　主電極層：材料Ｐｔ、膜厚０．０４２５λ０
　導電補助電極層：材料Ａｌ、膜厚０．０８λ０
　デューティ比：０．６０
　第１の誘電体膜：材料ＳｉＯ２、膜厚０．３５λ０
　第２の誘電体膜：材料ＳｉＮ、膜厚０．０１λ０
　図５は、比較例の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を１．００λ０とした場合のリターンロスを示す図である。図６は、比較例の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を０．９０λ０とした場合のリターンロスを示す図である。図７は、比較例の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を０．９５λ０とした場合のリターンロスを示す図である。図８は、比較例の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を１．０５λ０とした場合のリターンロスを示す図である。図９は、比較例の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を１．１０λ０とした場合のリターンロスを示す図である。これらの図において、横軸は各弾性波共振子の共振周波数で規格化した、規格化周波数である。
　図５に示すように、比較例においては、ＩＤＴ電極の波長を１．００λ０とした場合には、スプリアスは抑制されている。しかしながら、図６～図９に示すように、波長が０．９５λ０以下である場合及び波長が１．０５λ０以上である場合においては、不要波による大きなスプリアスが生じていることがわかる。
　ここで、Ｘ＝０．１０とすると、λ１＝１．１０λ０、λ２＝０．９０λ０であり、第１の弾性波共振子のリターンロス特性が図９に相当し、第２の弾性波共振子のリターンロス特性が図６に相当する。このとき、ＩＤＴ電極の波長が、０．９０λ０以上、１．１０λ０以下の範囲のいかなる値をとる場合においても不要波によるスプリアスを抑制できることが望ましい。しかしながら、図５～図９に示すように、ＩＤＴ電極の波長が１．００λ０の場合はスプリアスが生じていないものの、０．９０λ０、０．９５λ０、１．０５λ０、１．１０λ０の場合には大きなスプリアスが生じている。一方、このとき、Ａ１＝０．０１９６、Ｂ１＝０．０３１１、Ｃ１＝２９．５８、Ａ２＝０．０５６２、Ｂ２＝０．０４５６、Ｃ２＝３２．５３となるため、Ｔ×ｒ＜Ｂ２となって、上述したＢ２＜Ｔ×ｒ≦０．１０λ０の条件を満たさない。従って、比較例の場合は、所望のＩＤＴ電極の波長の範囲内において、大きなスプリアスが生じる場合があり、同一の圧電基板上においてＩＤＴ電極の電極指ピッチが異なり波長が異なると、不要波を抑制することは困難となる。
　図１０は、第１の実施形態の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を１．００λ０とした場合のリターンロスを示す図である。図１１は、第１の実施形態の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を０．９０λ０とした場合のリターンロスを示す図である。図１２は、第１の実施形態の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を０．９５λ０とした場合のリターンロスを示す図である。図１３は、第１の実施形態の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を１．０５λ０とした場合のリターンロスを示す図である。図１４は、第１の実施形態の弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長を１．１０λ０とした場合のリターンロスを示す図である。
　図１０～図１４に示すように、第１の実施形態においては、ＩＤＴ電極の波長を０．９０λ０以上、１．１０λ０以下の範囲において変化させた場合においても、不要波が効果的に抑制されていることがわかる。
　ここで、上記と同様に、Ｘ＝０．１０とすると、λ１＝１．１０λ０、λ２＝０．９０λ０であり、第１の弾性波共振子のリターンロス特性が図１４に相当し、第２の弾性波共振子のリターンロス特性が図１１に相当する。図１０～図１４に示すように、ＩＤＴ電極の波長が０．９０λ０以上、１．１０λ０以下の範囲のいかなる値をとっても不要波によるスプリアスが効果的に抑制されていることがわかる。一方、このときのＡ１、Ｂ１、Ｃ１、Ａ２、Ｂ２、Ｃ２の値は上記の比較例の場合と同一である。この場合、第１の実施形態におけるＩＤＴ電極の主電極層の膜厚Ｔに対しては、式１は、２９．０９≦θ≦３１．２７となり、第１の実施形態のθは式１を満たす。従って、同一の圧電基板上においてＩＤＴ電極の電極指ピッチが異なり波長が異なっていても、不要波を効果的に抑制することができる。
　以下において、上記式１～式８の詳細を説明する。そのために、まず下記の図１５～図２０を用いて、不要波を十分に抑制することができる不要波の比帯域の基準を示す。次に、Ｘの値を変化させた場合の各例を示し、上記式１～式８を満たすことにより、不要波を効果的に抑制し得ることを示す。
　下記の図１５～図１９は、図１０で示したリターンロスの測定に用いた第１の実施形態の弾性波共振子と同様の条件である弾性波共振子において、θを変化させてリターンロスを測定した結果を示す。ＩＤＴ電極の波長は１．００λ０とし、オイラー角（φ，θ，ψ）におけるθを２８°以上、３２°以下の範囲において変化させた。なお、上述した通り、オイラー角（φ，θ，ψ）におけるφを０°とし、ψを０°とした。
　図１５は、ＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である弾性波共振子の、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが２８°である場合のリターンロスを示す図である。図１６は、ＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である弾性波共振子の、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが２９°である場合のリターンロスを示す図である。図１７は、ＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である弾性波共振子の、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが３０°である場合のリターンロスを示す図である。図１８は、ＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である弾性波共振子の、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが３１°である場合のリターンロスを示す図である。図１９は、ＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である弾性波共振子の、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが３２°である場合のリターンロスを示す図である。
　図１５に示すように、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが２８°である場合には、不要波によるスプリアスが十分に抑制されていないことがわかる。一般的に、弾性波共振子のリターンロスにおいて、不要波によるスプリアスの絶対値の大きさが０．３ｄＢより大きい場合に、弾性波装置の特性が大きく劣化し、問題となる。
　例えば、スプリアスを生じる弾性波共振子を用いてラダー型の弾性波フィルタを形成した場合、弾性波フィルタの通過帯域内に、弾性波共振子のリターンロスにおいて見られているスプリアスの大きさの１／２～２／３の大きさのスプリアスが生じることがわかっている。従って、弾性波共振子のリターンロスにおいて、不要波によるスプリアスの絶対値の大きさが０．３ｄＢの場合には、弾性波フィルタの通過帯域内に大きさ０．１５ｄＢ～０．２ｄＢのスプリアスが生じることになる。
　ここで、弾性波フィルタの通過帯域内に大きさが０．２ｄＢのスプリアスが生じた場合の弾性波フィルタの通過特性を図３０に示す。なお、図３０の横軸は、スプリアスが生じる周波数を１とした規格化周波数である。図３０に示す程度のスプリアスは一般的に問題とはならない。従って、弾性波共振子のリターンロスにおいて、不要波によるスプリアスの絶対値の大きさが０．３ｄＢであれば、この弾性波共振子を用いた弾性波フィルタや高周波フロントエンド回路、及び、通信装置の動作に悪影響を与えることは大きく抑制される。
　一方、弾性波共振子のリターンロスにおいて、不要波によるスプリアスの絶対値の大きさが０．４ｄＢの場合には、弾性波フィルタの通過帯域内に大きさ０．２～０．２７ｄＢのスプリアスが生じることになる。弾性波フィルタの通過帯域内に大きさが０．２７ｄＢのスプリアスが生じた場合の弾性波フィルタの通過特性を図３１に示す。なお、図３１の横軸は、スプリアスが生じる周波数を１とした規格化周波数である。図３１に示す程度の大きさのスプリアスは、弾性波フィルタにおいて問題となる場合がある。従って、弾性波共振子のリターンロスにおいて、不要波によるスプリアスの絶対値の大きさが０．４ｄＢのときには、この弾性波共振子を用いた弾性波フィルタや高周波フロントエンド回路、及び、通信装置の動作に悪影響を与え得ることがわかる。
　以上より、弾性波共振子のリターンロスにおいて、不要波によるスプリアスの絶対値の大きさが０．３ｄＢより大きければ、この弾性波共振子を用いた弾性波フィルタや高周波フロントエンド回路、及び、通信装置の動作に悪影響を与える可能性がある。従って、スプリアスの絶対値の大きさを、弾性波共振子のリターンロス特性において０．３ｄＢ以下に抑制することにより、この弾性波共振子を用いた弾性波フィルタや高周波フロントエンド回路、及び、通信装置のフィルタ特性の劣化を抑制することができる。
　図１６～図１８に示すように、ＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である場合、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθを２９°以上、３１°以下とした場合において、スプリアスの絶対値の大きさを０．３ｄＢ以下に抑制することができている。他方、図１９に示すように、θが３２°の場合においては、不要波によるスプリアスを十分に抑制することができていない。
　図２０は、ＩＤＴ電極の波長が１．００λ０である弾性波共振子における、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθと、不要波の比帯域との関係を示す図である。なお、図２０における不要波はＳＨ波である。不要波の比帯域の大きさと、スプリアスの大きさは対応するため、比帯域の大きさが小さいほどスプリアスを抑制することができる。図２０における測定に用いた弾性波共振子は、図１０で示したリターンロスの測定に用いた第１の実施形態の弾性波共振子と、θを変化させたこと以外は同様の条件である。後述する図２１、図２３、図２５、図２７における弾性波共振子も同様である。
　図２０に示すように、ＩＤＴ電極の波長が１．００λ０の場合には、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが３０°付近の場合において、不要波の比帯域がほぼ０％となっている。θが３０°から離れた値になるほど、不要波の比帯域が大きくなっている。上記において、図１６を用いて、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθが２９°である場合に、不要波によるスプリアスの絶対値の大きさを０．３ｄＢ以下とすることができ、十分に抑制し得ることを示した。図２０に示すように、θが２９°のとき、不要波の比帯域は０．００５％以下の値となっていることがわかる。よって、不要波の比帯域が０．００５％以下となるθの範囲において、不要波によるスプリアスを十分に抑制することができる。
　図２０に示す第１の実施形態の条件において、不要波の比帯域が、０．００５％以下となるθの範囲は、２８．９°≦θ≦３１．４°である。従って、ＩＤＴ電極の波長が１．００λ０で単一の場合には、上記のθの範囲を選ぶことによって、不要波によるスプリアスを十分に抑制することができる。
　次に、以下においてＸの値を変化させた各例を示す。
　第１の実施形態の弾性波装置１においては、複数のＩＤＴ電極のうち、第１のＩＤＴ電極の波長λ１が最も長く、第２のＩＤＴ電極の波長λ２が最も短い。上述したように、波長λ１及び波長λ２は、波長λ１及び波長λ２の平均値λ０を用いて、λ１＝（１＋Ｘ）λ０及びλ２＝（１－Ｘ）λ０と表すことができる。以下において、弾性波装置１において、複数のＩＤＴ電極のうち、波長がλ２以上、λ１以下のいかなる値をとった場合においても不要波によるスプリアスを十分に抑制することができるθの範囲を求める。
　ここで、Ｘ＝０．０５とした場合に、第１のＩＤＴ電極及び第２のＩＤＴ電極において、不要波の比帯域が０．００５％以下となる上記θの範囲を下記の図２１に示す。
　図２１は、Ｘ＝０．０５の場合の、弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の波長、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθ及び不要波の比帯域の関係を示す図である。実線はＩＤＴ電極の波長がλ０である場合の結果を示す。破線は波長が１．０５λ０である、第１のＩＤＴ電極に相当する結果を示す。一点鎖線は波長が０．９５λ０である、第２のＩＤＴ電極に相当する結果を示す。なお、実線により示す結果は、図２０において示した結果と同様である。
　図２１に示すように、不要波の比帯域が０．００５％以下となる、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθの範囲は、ＩＤＴ電極の波長により異なることがわかる。ＩＤＴ電極の波長が０．９５λ０以上、１．０５λ０以下の範囲においては、図２１中の矢印Ｄ１により示す２９．０１°≦θ≦３１．２９°の範囲において、不要波の比帯域を０．００５％以下とすることができる。ＩＤＴ電極の波長が０．９５λ０以上、１．０５λ０以下の範囲の場合のθと比帯域の関係を表す線は、図２１中の破線と一点鎖線との間の領域に存在するため、矢印Ｄ１に示す範囲のθを選ぶことにより、ＩＤＴ電極の波長が０．９５λ０以上、１．０５λ０以下の範囲のいかなる値をとっても不要波を十分に抑制することができる。
　ＩＤＴ電極の主電極層の膜厚が異なる場合には、オイラー角（φ，θ，ψ）におけるθと不要波の比帯域の関係が変化する。主電極層の厚みを変化させて図２１と同様の評価を行い、主電極層の膜厚と、不要波の比帯域が０．００５％以下となるθの上限値及び下限値との関係を求めた。その結果を下記の表１及び図２２に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　図２２は、Ｘ＝０．０５の場合の、弾性波共振子における不要波の比帯域が０．００５％以下となる圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθの上限値及び下限値と、主電極層の膜厚との関係を示す図である。図２２中の実線で示す曲線Ｅ１は、主電極層の膜厚と、不要波の比帯域が０．００５％以下となるθの下限値との関係を示す。破線で示す曲線Ｆ１は、主電極層の膜厚と、不要波の比帯域が０．００５％以下となるθの上限値との関係を示す。
　図２２中の曲線Ｅ１は、主電極層の膜厚をＴＰｔとしたときに、θ＝－０．０２８／（ＴＰｔ－０．０４３）＋２９．７０により表される。曲線Ｆ１は、θ＝－０．０６０／（ＴＰｔ－０．０４１）＋３２．６２により表される。図２２における曲線Ｅ１及び曲線Ｆ１により囲まれる領域が、不要波を十分に抑制することができる領域である。この領域は下記の式９により表すことができる。
　－０．０２８／（ＴＰｔ－０．０４３）＋２９．７０≦θ≦－０．０６０／（ＴＰｔ－０．０４１）＋３２．６２…式９
　上述したように第１の実施形態におけるＩＤＴ電極の主電極層はＰｔからなる。式９中のＴＰｔは、主電極層がＰｔである場合の膜厚をλ０で規格化した値である。Ｘ＝０．０５の場合の膜厚ＴＰｔの下限値は、曲線Ｅ１と曲線Ｆ１との交点における膜厚であり、０．０４９λ０である。
　他方、主電極層の膜厚が大きくなりすぎると、ＩＤＴ電極のアスペクト比が過度に大きくなり、ＩＤＴ電極の形成が困難となる。さらに、ＩＤＴ電極のアスペクト比が大きい場合には、ＩＤＴ電極間のギャップのアスペクト比も大きくなり、この部分の第１の誘電体膜中にボイドやクラックが生じ易くなる。よって、主電極層がＰｔからなる場合の膜厚ＴＰｔは、０．１２λ０以下であることが好ましく、０．１０λ０以下であることがより好ましい。なお、本明細書において、ＩＤＴ電極のアスペクト比は、ＩＤＴ電極の電極指の膜厚の、電極指の横断方向に沿う寸法に対する比である。ＩＤＴ電極間のギャップのアスペクト比は、ギャップを隔てて隣り合う電極指の膜厚の、ギャップの横断方向に沿う寸法に対する比である。
　主電極層にＰｔ以外の金属を用いる場合には、主電極層の膜厚は、上記金属とＰｔとの密度比に応じた膜厚とすればよい。より具体的には、Ｐｔの密度をρＰｔ、主電極層に用いる金属の密度をρとしたときに、密度比はρ／ρＰｔにより表される。主電極層の膜厚をＴ、密度比をｒ＝ρ／ρＰｔとしたときに、膜厚Ｔと上記式９中の膜厚ＴＰｔとの関係は、ＴＰｔ＝Ｔ／（ρＰｔ／ρ）＝Ｔ×ｒにより表される。これを式９に代入することにより、下記の式１０を求めることができる。
　－０．０２８／（Ｔ×ｒ－０．０４３）＋２９．７０≦θ≦－０．０６０／（Ｔ×ｒ－０．０４１）＋３２．６２…式１０
　なお、式１０中におけるＴ×ｒは、０．０４９λ０≦Ｔ×ｒ≦０．１０λ０の範囲であることが好ましい。
　式１０は、Ｘ＝０．０５の場合において、不要波を効果的に抑制することができるθの範囲を示す。式１０は、下記の式１におけるＡ１、Ｂ１、Ｃ１、Ａ２、Ｂ２及びＣ２に各数値を代入した式である。
　－Ａ１／（Ｔ×ｒ－Ｂ１）＋Ｃ１≦θ≦－Ａ２／（Ｔ×ｒ－Ｂ２）＋Ｃ２…式１
　Ｘが０．０５以外の場合においても、式１におけるＡ１、Ｂ１、Ｃ１、Ａ２、Ｂ２及びＣ２に各数値を代入した式により、不要波を効果的に抑制することができるθの範囲を示すことができる。以下において、Ｘが０．０５以外の場合の例を示し、上記式１～式８を満たすことにより、Ｘを変化させても不要波を抑制し得ることを示す。
　図２３は、Ｘ＝０．１０の場合の、弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の波長、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθ及び不要波の比帯域の関係を示す図である。実線はＩＤＴ電極の波長がλ０である場合の結果を示す。破線は波長が１．１０λ０の結果を示す。一点鎖線は波長が０．９０λ０の結果を示す。
　図２３に示すように、ＩＤＴ電極の波長が０．９０λ０以上、１．１０λ０以下の範囲においては、矢印Ｄ２により示す２９．１１°≦θ≦３１．１３°の範囲において、不要波の比帯域を０．００５％以下とすることができる。ＩＤＴ電極の波長が０．９０λ０以上、１．１０λ０以下の範囲の場合のθと比帯域の関係を表す線は、図２３中の破線と一点鎖線との間の領域に存在するため、矢印Ｄ２に示す範囲のθを選ぶことにより、ＩＤＴ電極の波長が０．９０λ０以上、１．１０λ０以下の範囲のいかなる値をとっても不要波を十分に抑制することができる。
　さらに、主電極層の厚みを変化させて図２３と同様の評価を行い、主電極層の膜厚と、不要波の比帯域が０．００５％以下となるオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθの上限値及び下限値との関係を求めた。その結果を下記の表２及び図２４に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　図２４は、Ｘ＝０．１０の場合の、弾性波共振子における不要波の比帯域が０．００５％以下となる圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθの上限値及び下限値と、主電極層の膜厚との関係を示す図である。図２４中の実線で示す曲線Ｅ２は、主電極層の膜厚と、不要波の比帯域が０．００５％以下となるθの下限値との関係を示す。破線で示す曲線Ｆ２は、主電極層の膜厚と、不要波の比帯域が０．００５％以下となるθの上限値との関係を示す。
　図２４における曲線Ｅ２及び曲線Ｆ２により囲まれる領域が、Ｘ＝０．１０の場合において、不要波を十分に抑制することができる領域である。この領域は、ＴＰｔ＝Ｔ×ｒとすることにより、下記の式１１により表すことができる。なお、Ｘ＝０．１０の場合のＴ×ｒの下限値は、曲線Ｅ２と曲線Ｆ２との交点であり、０．０５８λ０である。
　－０．０２０／（Ｔ×ｒ－０．０４４）＋２９．６１≦θ≦－０．０５７／（Ｔ×ｒ－０．０４５）＋３２．５３…式１１
　式１１中におけるＴ×ｒは、０．０５８λ０≦Ｔ×ｒ≦０．１０λ０の範囲であることが好ましい。
　図２５は、Ｘ＝０．１５の場合の、弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の波長、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθ及び不要波の比帯域の関係を示す図である。実線はＩＤＴ電極の波長がλ０である場合の結果を示す。破線は波長が１．１５λ０の結果を示す。一点鎖線は波長が０．８５λ０の結果を示す。
　図２５に示すように、ＩＤＴ電極の波長が０．８５λ０以上、１．１５λ０以下の範囲においては、矢印Ｄ３により示す２９．１８°≦θ≦３０．９４°の範囲において、不要波の比帯域を０．００５％以下とすることができる。ＩＤＴ電極の波長が０．８５λ０以上、１．１５λ０以下の範囲の場合のθと比帯域の関係を表す線は、図２５中の破線と一点鎖線との間の領域に存在するため、矢印Ｄ３に示す範囲のθを選ぶことにより、ＩＤＴ電極の波長が０．８５λ０以上、１．１５λ０以下の範囲のいかなる値をとっても不要波を十分に抑制することができる。
　さらに、主電極層の厚みを変化させて図２５と同様の評価を行い、主電極層の膜厚と、不要波の比帯域が０．００５％以下となるオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθの上限値及び下限値との関係を求めた。その結果を下記の表３及び図２６に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000003
　図２６は、Ｘ＝０．１５の場合の、弾性波共振子における不要波の比帯域が０．００５％以下となる圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθの上限値及び下限値と、主電極層の膜厚との関係を示す図である。図２６中の実線で示す曲線Ｅ３は、主電極層の膜厚と、不要波の比帯域が０．００５％以下となるθの下限値との関係を示す。破線で示す曲線Ｆ３は、主電極層の膜厚と、不要波の比帯域が０．００５％以下となるθの上限値との関係を示す。
　図２６における曲線Ｅ３及び曲線Ｆ３により囲まれる領域が、Ｘ＝０．１５の場合において、不要波を十分に抑制することができる領域である。この領域は、ＴＰｔ＝Ｔ×ｒとすることにより、下記の式１２により表すことができる。なお、Ｘ＝０．１５の場合のＴ×ｒの下限値は、曲線Ｅ３と曲線Ｆ３との交点であり、０．０６４λ０である。
　－０．０１２／（Ｔ×ｒ－０．０４７）＋２９．５０≦θ≦－０．０５５／（Ｔ×ｒ－０．０４９）＋３２．４８…式１２
　式１２中におけるＴ×ｒは、０．０６４λ０≦Ｔ×ｒ≦０．１０λ０の範囲であることが好ましい。
　図２７は、Ｘ＝０．２０の場合の、弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の波長、圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθ及び不要波の比帯域の関係を示す図である。実線はＩＤＴ電極の波長がλ０である場合の結果を示す。破線は波長が１．２０λ０の結果を示す。一点鎖線は波長が０．８０λ０の結果を示す。
　図２７に示すように、ＩＤＴ電極の波長が０．８０λ０以上、１．２０λ０以下の範囲においては、矢印Ｄ４により示す２９．２４°≦θ≦３０．７３°の範囲において、不要波の比帯域を０．００５％以下とすることができる。ＩＤＴ電極の波長が０．８０λ０以上、１．２０λ０以下の範囲の場合のθと比帯域の関係を表す線は、図２７中の破線と一点鎖線との間の領域に存在するため、矢印Ｄ４に示す範囲のθを選ぶことにより、ＩＤＴ電極の波長が０．８０λ０以上、１．２０λ０以下の範囲のいかなる値をとっても不要波を十分に抑制することができる。
　さらに、主電極層の厚みを変化させて図２７と同様の評価を行い、主電極層の膜厚と、不要波の比帯域が０．００５％以下となるオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθの上限値及び下限値との関係を求めた。その結果を下記の表４及び図２８に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000004
　図２８は、Ｘ＝０．２０の場合の、弾性波共振子における不要波の比帯域が０．００５％以下となる圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるθの上限値及び下限値と、主電極層の膜厚との関係を示す図である。図２８中の実線で示す曲線Ｅ４は、主電極層の膜厚と、不要波の比帯域が０．００５％以下となるθの下限値との関係を示す。破線で示す曲線Ｆ４は、主電極層の膜厚と、不要波の比帯域が０．００５％以下となるθの上限値との関係を示す。
　図２８における曲線Ｅ４及び曲線Ｆ４により囲まれる領域が、Ｘ＝０．２０の場合において、不要波を十分に抑制することができる領域である。この領域は、ＴＰｔ＝Ｔ×ｒとすることにより、下記の式１３により表すことができる。なお、Ｘ＝０．２０の場合のＴ×ｒの下限値は、曲線Ｅ４と曲線Ｆ４との交点であり、０．０６９λ０である。
　－０．００８／（Ｔ×ｒ－０．０４８）＋２９．４５≦θ≦－０．０５０／（Ｔ×ｒ－０．０５４）＋３２．３６…式１３
　式１３中におけるＴ×ｒは、０．０６９λ０≦Ｔ×ｒ≦０．１０λ０の範囲であることが好ましい。
　上記においては、Ｘが０．０５、０．１０、０．１５及び０．２０である場合において、不要波を効果的に抑制することができる上記θの範囲を求めた。同様に、Ｘが０．２５以上、０．６５以下である場合においても、不要波を効果的に抑制することができる上記θの範囲を求めた。Ｘを変化させた場合の各θの範囲は、それぞれ、下記の式１におけるＡ１、Ｂ１、Ｃ１、Ａ２、Ｂ２及びＣ２に各数値を代入した式として求めた。それぞれのＡ１、Ｂ１、Ｃ１、Ａ２、Ｂ２及びＣ２の値を下記の表５に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000005
　これらの結果に基づき、Ａ１、Ｂ１、Ｃ１、Ａ２、Ｂ２及びＣ２を、それぞれＸを用いた下記の式２～式８として求めた。
　－Ａ１／（Ｔ×ｒ－Ｂ１）＋Ｃ１≦θ≦－Ａ２／（Ｔ×ｒ－Ｂ２）＋Ｃ２…式１
　式１におけるＡ１、Ｂ１、Ｃ１、Ａ２、Ｂ２及びＣ２は、Ｘを用いた下記の式２～式８により表される。
　Ａ１＝０．０５６×１０－４．９３×Ｘ＋０．００１６…式２
　Ｂ１＝－０．０８８×Ｘ２＋０．０６６×Ｘ＋０．０３８６　（０．０５≦Ｘ≦０．３７５）…式３
　Ｂ１＝０．０５１　（０．３７５≦Ｘ≦０．６５）…式４
　Ｃ１＝０．７１４×１０－５．２６×Ｘ＋２９．３７…式５
　Ａ２＝０．０９８７×Ｘ２－０．０９１８×Ｘ＋０．０６４４…式６
　Ｂ２＝－０．０６５１×Ｘ２＋０．１１１４×Ｘ＋０．０３５１…式７
　Ｃ２＝０．７８３０×Ｘ２－１．７４２４×Ｘ＋３２．７０…式８
　以上のように、式１～式８を満たすことにより、電極指ピッチが異なるＩＤＴ電極が同一の圧電基板に形成されている場合においても、不要波を効果的に抑制することができる。
　なお、式１の左辺において、Ｔ×ｒ＝Ｂ１となった場合には分母が０になりθが発散する。同様に、式１の右辺において、Ｔ×ｒ＝Ｂ２となった場合には分母が０になりθが発散する。さらに、上述したように、ＩＤＴ電極の主電極層の膜厚は、０．１２λ０以下であることが好ましく、０．１０λ０以下であることがより好ましい。よって、本実施形態においては、Ｂ１＜Ｔ×ｒ≦０．１０λ０であり、かつＢ２＜Ｔ×ｒ≦０．１０λ０としている。主電極層の膜厚が０．１０λ０以下である場合、Ｘが０．６５を超えると、上記θが不要波を十分に抑制し得る範囲を有しなくなる。よって、第１の実施形態においては、Ｘを０．６５以下としている。
　弾性波装置１においては、図２に示すように、第１のＩＤＴ電極４Ａの膜厚及び第２のＩＤＴ電極４Ｂの膜厚が実質的に同じである。第１の誘電体膜８における第１のＩＤＴ電極４Ａ上に設けられた部分の膜厚及び第２のＩＤＴ電極４Ｂ上に設けられた部分の膜厚も実質的に同じである。よって、弾性波装置１における第１の帯域通過型フィルタ及び第２の帯域通過型フィルタは、同時に形成することができる。このように、第１の実施形態においては、工程の煩雑化を招くことなく、不要波を効果的に抑制することができる。
　第１の実施形態の弾性波装置１は、キャリアアグリゲーションなどに用いられる複合フィルタ装置である。以下において、弾性波装置１が、多様な通信バンドの組み合わせにおいて、不要波を効果的に抑制し得ることを説明する。下記の表６に、キャリアアグリゲーションにおいて用いられる通信バンドの組み合わせの例及び各通信バンドの受信帯域の中心周波数比を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000006
　帯域通過型フィルタの通過帯域を所望の帯域とするためには、弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチにより規定される波長を、所望の帯域に応じた波長とする必要がある。組み合わせた通信バンドの中心周波数比が大きいほど、一方の帯域通過型フィルタと他方の帯域通過型フィルタとの間において、弾性波共振子におけるＩＤＴ電極の電極指ピッチの差は大きくなる。
　ここで、上述したように、図１に示す第１の帯域通過型フィルタ３Ａは、波長が最も長いλ１である第１のＩＤＴ電極を含む第１の弾性波共振子を有する。よって、弾性波装置１における弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長はλ１以下である。他方、第２の帯域通過型フィルタ３Ｂは、波長が最も短いλ２である第２のＩＤＴ電極を含む第２の弾性波共振子を有する。よって、弾性波装置１における弾性波共振子のＩＤＴ電極の波長はλ２以上である。
　第１の帯域通過型フィルタ３Ａの弾性波共振子と第２の帯域通過型フィルタ３Ｂの弾性波共振子とにおける最大の波長比は、λ１／λ２＝（１＋Ｘ）λ０／（１－Ｘ）λ０＝（１＋Ｘ）／（１－Ｘ）により表すことができる。よって、第１の帯域通過型フィルタ３Ａの通過帯域を構成する弾性波共振子と、第２の帯域通過型フィルタ３Ｂの通過帯域を構成する弾性波共振子との間における波長比は、（１＋Ｘ）／（１－Ｘ）以下である。第１の帯域通過型フィルタ３Ａが属する通信バンドと、第２の帯域通過型フィルタ３Ｂが属する通信バンドとの間における中心周波数比が（１＋Ｘ）／（１－Ｘ）以下である場合には、第１の実施形態の構成とすることができる。この場合には、不要波を効果的に抑制することができる。
　ここで、第１の実施形態では０．０５≦Ｘ≦０．６５である。例えば、Ｘ＝０．０５である場合、λ１／λ２＝（１＋Ｘ）／（１－Ｘ）＝１．１０５となる。他方、表６に示すＢａｎｄ４－Ｂａｎｄ３０間の中心周波数比は１．１０４である。よって、Ｂａｎｄ４－Ｂａｎｄ３０間の中心周波数比以下の通信バンドの組み合わせとした場合において、不要波を効果的に抑制することができる。
　さらに、例えば、Ｘ＝０．２０である場合、λ１／λ２＝１．５０となる。よって、表６に示すＢａｎｄ６６－Ｂａｎｄ１１間の中心周波数比以下の通信バンドの組み合わせとした場合において、不要波を効果的に抑制することができる。このように、多様な通信バンドの組み合わせにおいて、不要波を効果的に抑制することができる。
　第１の実施形態の弾性波装置１は複合フィルタである。本発明の弾性波装置は、上記に限られず、例えば、同一の圧電基板上に構成されており、かつ共通接続されていない複数の弾性波フィルタを有する弾性波装置であってもよい。共通接続された複数の弾性波フィルタと、共通接続されていない弾性波フィルタとが混在していてもよい。あるいは、本発明の弾性波装置は、ラダー型フィルタであってもよい。これらの場合のように、電極指ピッチが異なる複数のＩＤＴ電極が同一の圧電基板上に設けられていても、不要波を効果的に抑制することができる。
　上記弾性波装置は、高周波フロントエンド回路のデュプレクサなどとして用いることができる。この例を下記において説明する。
　図２９は、通信装置及び高周波フロントエンド回路の構成図である。なお、同図には、高周波フロントエンド回路２３０と接続される各構成要素、例えば、アンテナ素子２０２やＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）２０３も併せて図示されている。高周波フロントエンド回路２３０及びＲＦ信号処理回路２０３は、通信装置２４０を構成している。なお、通信装置２４０は、電源、ＣＰＵやディスプレイを含んでいてもよい。
　高周波フロントエンド回路２３０は、スイッチ２２５と、デュプレクサ２０１Ａ，２０１Ｂと、フィルタ２３１，２３２と、ローノイズアンプ回路２１４，２２４と、パワーアンプ回路２３４ａ，２３４ｂ，２４４ａ，２４４ｂとを備える。なお、図２９の高周波フロントエンド回路２３０及び通信装置２４０は、高周波フロントエンド回路及び通信装置の一例であって、この構成に限定されるものではない。
　デュプレクサ２０１Ａは、フィルタ２１１，２１２を有する。デュプレクサ２０１Ｂは、フィルタ２２１，２２２を有する。デュプレクサ２０１Ａ，２０１Ｂは、スイッチ２２５を介してアンテナ素子２０２に接続される。なお、上記弾性波装置は、デュプレクサ２０１Ａ，２０１Ｂであってもよいし、フィルタ２１１，２１２，２２１，２２２であってもよい。
　さらに、上記弾性波装置は、例えば、３つのフィルタのアンテナ端子が共通化されたトリプレクサや、６つのフィルタのアンテナ端子が共通化されたヘキサプレクサなど、３以上のフィルタを備えるマルチプレクサについても適用することができる。
　すなわち、上記弾性波装置は、弾性波共振子、フィルタ、デュプレクサ、３以上のフィルタを備えるマルチプレクサを含む。そして、該マルチプレクサは、送信フィルタ及び受信フィルタの双方を備える構成に限らず、送信フィルタのみ、または、受信フィルタのみを備える構成であってもかまわない。
　スイッチ２２５は、制御部（図示せず）からの制御信号に従って、アンテナ素子２０２と所定のバンドに対応する信号経路とを接続し、例えば、ＳＰＤＴ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｐｏｌｅ　Ｄｏｕｂｌｅ　Ｔｈｒｏｗ）型のスイッチによって構成される。なお、アンテナ素子２０２と接続される信号経路は１つに限らず、複数であってもよい。つまり、高周波フロントエンド回路２３０は、キャリアアグリゲーションに対応していてもよい。
　ローノイズアンプ回路２１４は、アンテナ素子２０２、スイッチ２２５及びデュプレクサ２０１Ａを経由した高周波信号（ここでは高周波受信信号）を増幅し、ＲＦ信号処理回路２０３へ出力する受信増幅回路である。ローノイズアンプ回路２２４は、アンテナ素子２０２、スイッチ２２５及びデュプレクサ２０１Ｂを経由した高周波信号（ここでは高周波受信信号）を増幅し、ＲＦ信号処理回路２０３へ出力する受信増幅回路である。
　パワーアンプ回路２３４ａ，２３４ｂは、ＲＦ信号処理回路２０３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を増幅し、デュプレクサ２０１Ａ及びスイッチ２２５を経由してアンテナ素子２０２に出力する送信増幅回路である。パワーアンプ回路２４４ａ，２４４ｂは、ＲＦ信号処理回路２０３から出力された高周波信号（ここでは高周波送信信号）を増幅し、デュプレクサ２０１Ｂ及びスイッチ２２５を経由してアンテナ素子２０２に出力する送信増幅回路である。
　ＲＦ信号処理回路２０３は、アンテナ素子２０２から受信信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号を出力する。また、ＲＦ信号処理回路２０３は、入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号をパワーアンプ回路２３４ａ，２３４ｂ，２４４ａ，２４４ｂへ出力する。ＲＦ信号処理回路２０３は、例えば、ＲＦＩＣである。なお、通信装置は、ＢＢ（ベースバンド）ＩＣを含んでいてもよい。この場合、ＢＢＩＣは、ＲＦＩＣで処理された受信信号を信号処理する。また、ＢＢＩＣは、送信信号を信号処理し、ＲＦＩＣに出力する。ＢＢＩＣで処理された受信信号や、ＢＢＩＣが信号処理する前の送信信号は、例えば、画像信号や音声信号等である。
　以上のように構成された高周波フロントエンド回路２３０及び通信装置２４０によれば、不要波を効果的に抑制することができる。
　なお、高周波フロントエンド回路２３０は、上記デュプレクサ２０１Ａ，２０１Ｂに代わり、デュプレクサ２０１Ａ，２０１Ｂの変形例に係るデュプレクサを備えていてもよい。
　他方、通信装置２４０におけるフィルタ２３１，２３２は、ローノイズアンプ回路２１４，２２４及びパワーアンプ回路２３４ａ，２３４ｂ，２４４ａ，２４４ｂを介さず、ＲＦ信号処理回路２０３とスイッチ２２５との間に接続されている。フィルタ２３１，２３２も、デュプレクサ２０１Ａ，２０１Ｂと同様に、スイッチ２２５を介してアンテナ素子２０２に接続される。
　以上、本発明の実施形態に係る弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置について、実施形態及びその変形例を挙げて説明したが、本発明は、上記実施形態及び変形例における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施形態や、上記実施形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本発明に係る高周波フロントエンド回路及び通信装置を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　本発明は、弾性波共振子、フィルタ、デュプレクサ、マルチバンドシステムに適用できるマルチプレクサ、フロントエンド回路及び通信装置として、携帯電話機などの通信装置に広く利用できる。
１…弾性波装置
２…圧電基板
３Ａ～３Ｃ…第１～第３の帯域通過型フィルタ
４Ａ，４Ｂ…第１，第２のＩＤＴ電極
５ａ，６ａ…第１，第２のバスバー
５ｂ，６ｂ…第１，第２の電極指
７ａ，７ｂ…反射器
８，９…第１，第２の誘電体膜
１２…アンテナ端子
１３Ａ，１３Ｂ…第１，第２の弾性波共振子
１４ａ…主電極層
１４ｂ…導電補助電極層
２０１Ａ，２０１Ｂ…デュプレクサ
２０２…アンテナ素子
２０３…ＲＦ信号処理回路
２１１，２１２…フィルタ
２１４…ローノイズアンプ回路
２２１，２２２…フィルタ
２２４…ローノイズアンプ回路
２２５…スイッチ
２３０…高周波フロントエンド回路
２３１，２３２…フィルタ
２３４ａ，２３４ｂ…パワーアンプ回路
２４０…通信装置
２４４ａ，２４４ｂ…パワーアンプ回路

Claims (9)

  1. 　ＬｉＮｂＯ３からなる圧電基板と、
    　前記圧電基板上に設けられており、かつ第１のＩＤＴ電極及び第２のＩＤＴ電極を含む複数のＩＤＴ電極と、
    　前記複数のＩＤＴ電極を覆うように、前記圧電基板上に設けられている誘電体膜と、
    を備え、
    　前記第１のＩＤＴ電極及び前記第２のＩＤＴ電極が主電極層を有し、
    　前記第１のＩＤＴ電極の電極指ピッチにより規定される波長をλ１、前記第２のＩＤＴ電極の電極指ピッチにより規定される波長をλ２、前記波長λ１及び前記波長λ２の平均値をλ０＝（λ１＋λ２）／２とし、λ１／λ０＝１＋Ｘであり、かつλ２／λ０＝１－Ｘとしたときに、０．０５≦Ｘ≦０．６５であり、
    　前記複数のＩＤＴ電極のうち前記第１のＩＤＴ電極の前記波長λ１が最も長く、かつ前記第２のＩＤＴ電極の前記波長λ２が最も短く、
    　前記第１のＩＤＴ電極の前記主電極層及び前記第２のＩＤＴ電極の前記主電極層のうち少なくとも一方の膜厚を前記平均値λ０で規格化した膜厚をＴ、前記主電極層の材料とＰｔとの密度比をｒとしたときに、前記圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるφが０°±５°であり、ψが０°±１０°であり、θが下記式１を満たし、
    　－Ａ１／（Ｔ×ｒ－Ｂ１）＋Ｃ１≦θ≦－Ａ２／（Ｔ×ｒ－Ｂ２）＋Ｃ２…式１
    　Ｂ１＜Ｔ×ｒ≦０．１０λ０であり、かつＢ２＜Ｔ×ｒ≦０．１０λ０であり、
    　上記式１におけるＡ１、Ｂ１、Ｃ１、Ａ２、Ｂ２及びＣ２が、Ｘを用いた下記式２～式８により表される、弾性波装置。
    　Ａ１＝０．０５６×１０－４．９３×Ｘ＋０．００１６…式２
    　Ｂ１＝－０．０８８×Ｘ２＋０．０６６×Ｘ＋０．０３８６　（０．０５≦Ｘ≦０．３７５）…式３
    　Ｂ１＝０．０５１　（０．３７５≦Ｘ≦０．６５）…式４
    　Ｃ１＝０．７１４×１０－５．２６×Ｘ＋２９．３７…式５
    　Ａ２＝０．０９８７×Ｘ２－０．０９１８×Ｘ＋０．０６４４…式６
    　Ｂ２＝－０．０６５１×Ｘ２＋０．１１１４×Ｘ＋０．０３５１…式７
    　Ｃ２＝０．７８３０×Ｘ２－１．７４２４×Ｘ＋３２．７０…式８
  2. 　ＬｉＮｂＯ３からなる圧電基板と、
    　前記圧電基板上に設けられており、かつ第１のＩＤＴ電極及び第２のＩＤＴ電極を含む複数のＩＤＴ電極と、
    　前記複数のＩＤＴ電極を覆うように、前記圧電基板上に設けられている誘電体膜と、
    を備え、
    　前記第１のＩＤＴ電極及び前記第２のＩＤＴ電極が主電極層を有し、
    　前記第１のＩＤＴ電極の電極指ピッチにより規定される波長をλ１、前記第２のＩＤＴ電極の電極指ピッチにより規定される波長をλ２、前記波長λ１及び前記波長λ２の平均値をλ０＝（λ１＋λ２）／２とし、λ１／λ０＝１＋Ｘであり、かつλ２／λ０＝１－Ｘとしたときに、０．０５≦Ｘ≦０．６５であり、
    　前記複数のＩＤＴ電極のうち前記第１のＩＤＴ電極の前記波長λ１が最も長く、かつ前記第２のＩＤＴ電極の前記波長λ２が最も短く、
    　前記第１のＩＤＴ電極の前記主電極層及び前記第２のＩＤＴ電極の前記主電極層のうち少なくとも一方の膜厚を前記平均値λ０で規格化した膜厚をＴ、前記主電極層の材料とＰｔとの密度比をｒとしたときに、前記圧電基板のオイラー角（φ，θ，ψ）におけるφが０°±５°であり、ψが０°±１０°であり、θが下記式１を満たし、
    　－Ａ１／（Ｔ×ｒ－Ｂ１）＋Ｃ１≦θ≦－Ａ２／（Ｔ×ｒ－Ｂ２）＋Ｃ２…式１
    　Ｂ１＜Ｔ×ｒ≦０．１２λ０であり、かつＢ２＜Ｔ×ｒ≦０．１２λ０であり、
    　上記式１におけるＡ１、Ｂ１、Ｃ１、Ａ２、Ｂ２及びＣ２が、Ｘを用いた下記式２～式８により表される、弾性波装置。
    　Ａ１＝０．０５６×１０－４．９３×Ｘ＋０．００１６…式２
    　Ｂ１＝－０．０８８×Ｘ２＋０．０６６×Ｘ＋０．０３８６　（０．０５≦Ｘ≦０．３７５）…式３
    　Ｂ１＝０．０５１　（０．３７５≦Ｘ≦０．６５）…式４
    　Ｃ１＝０．７１４×１０－５．２６×Ｘ＋２９．３７…式５
    　Ａ２＝０．０９８７×Ｘ２－０．０９１８×Ｘ＋０．０６４４…式６
    　Ｂ２＝－０．０６５１×Ｘ２＋０．１１１４×Ｘ＋０．０３５１…式７
    　Ｃ２＝０．７８３０×Ｘ２－１．７４２４×Ｘ＋３２．７０…式８
  3. 　前記第１のＩＤＴ電極の前記主電極層及び前記第２のＩＤＴ電極の前記主電極層の膜厚及び材料が実質的に同じであり、
    　前記誘電体膜における前記第１のＩＤＴ電極上に設けられた部分の膜厚及び前記第２のＩＤＴ電極上に設けられた部分の膜厚が実質的に同じである、請求項１または２に記載の弾性波装置。
  4. 　前記誘電体膜が酸化ケイ素を主成分とする、請求項１～３のいずれか１項に記載の弾性波装置。
  5. 　前記圧電基板において、通過帯域が異なる通信バンドに属する複数の帯域通過型フィルタが構成されている、請求項１～４のいずれか１項に記載の弾性波装置。
  6. 　前記圧電基板上に、アンテナに接続されるアンテナ端子が設けられており、
    　前記アンテナ端子に前記複数の帯域通過型フィルタが共通接続されており、複合フィルタが構成されている、請求項５に記載の弾性波装置。
  7. 　前記複数の帯域通過型フィルタにより複合フィルタが構成されていない、請求項５に記載の弾性波装置。
  8. 　請求項１～７のいずれか１項に記載の弾性波装置と、
    　パワーアンプと、
    を備える、高周波フロントエンド回路。
  9. 　請求項８に記載の高周波フロントエンド回路と、
    　ＲＦ信号処理回路と、
    を備える、通信装置。
PCT/JP2018/014221 2017-04-17 2018-04-03 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置 WO2018193830A1 (ja)

Priority Applications (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019513540A JP6652221B2 (ja) 2017-04-17 2018-04-03 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
CN201880025475.2A CN110521118B (zh) 2017-04-17 2018-04-03 弹性波装置、高频前端电路以及通信装置
KR1020197029942A KR102306240B1 (ko) 2017-04-17 2018-04-03 탄성파 장치, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치
US16/589,195 US10862451B2 (en) 2017-04-17 2019-10-01 Acoustic wave device, high frequency front end circuit, and communication apparatus
US17/088,635 US11394367B2 (en) 2017-04-17 2020-11-04 Acoustic wave device, high frequency front end circuit, and communication apparatus
US17/843,327 US11799444B2 (en) 2017-04-17 2022-06-17 Acoustic wave device, high frequency front end circuit, and communication apparatus
US18/367,008 US12273094B2 (en) 2017-04-17 2023-09-12 Acoustic wave device, high frequency front end circuit, and communication apparatus

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017081432 2017-04-17
JP2017-081432 2017-04-17

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US16/589,195 Continuation US10862451B2 (en) 2017-04-17 2019-10-01 Acoustic wave device, high frequency front end circuit, and communication apparatus

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2018193830A1 true WO2018193830A1 (ja) 2018-10-25

Family

ID=63856564

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2018/014221 WO2018193830A1 (ja) 2017-04-17 2018-04-03 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置

Country Status (5)

Country Link
US (4) US10862451B2 (ja)
JP (1) JP6652221B2 (ja)
KR (1) KR102306240B1 (ja)
CN (1) CN110521118B (ja)
WO (1) WO2018193830A1 (ja)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018105249A1 (ja) * 2016-12-05 2018-06-14 株式会社村田製作所 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
JP6652221B2 (ja) * 2017-04-17 2020-02-19 株式会社村田製作所 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
US11394364B2 (en) * 2019-02-15 2022-07-19 Skyworks Solutions, Inc. Acoustic wave device with anti-reflection layer
US11183987B2 (en) * 2019-09-26 2021-11-23 Avago Technologies International Sales Pte. Limited Acoustic resonator device
DE102023204439A1 (de) 2022-05-13 2023-11-16 Murata Manufacturing Co., Ltd. Stöpsel für mems-hohlraum

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007049288A (ja) * 2005-08-08 2007-02-22 Seiko Epson Corp 複数段接続縦結合多重モード弾性表面波フィルタ
WO2007145057A1 (ja) * 2006-06-16 2007-12-21 Murata Manufacturing Co., Ltd. 弾性表面波装置
JP2010103621A (ja) * 2008-10-21 2010-05-06 Murata Mfg Co Ltd 弾性波装置

Family Cites Families (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE60219385T2 (de) * 2001-02-27 2007-08-09 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Antennenduplexer und mobile Kommunikationseinrichtung, die diesen benutzt
JP2003188675A (ja) * 2001-12-19 2003-07-04 Alps Electric Co Ltd 表面弾性波素子及びそれを備えたデュプレクサ
JP3979279B2 (ja) * 2001-12-28 2007-09-19 株式会社村田製作所 弾性表面波装置
US8106726B2 (en) * 2005-01-21 2012-01-31 National University Corporation Chiba University Elastic surface wave device comprising dummy electrodes
WO2007125734A1 (ja) * 2006-04-24 2007-11-08 Murata Manufacturing Co., Ltd. 弾性表面波装置
JP2008085562A (ja) * 2006-09-27 2008-04-10 Renesas Technology Corp 弾性波フィルタおよびその製造方法
JPWO2008108113A1 (ja) * 2007-03-01 2010-06-10 株式会社村田製作所 弾性波フィルタ装置及びデュプレクサ
JP4943514B2 (ja) * 2007-12-17 2012-05-30 太陽誘電株式会社 弾性波素子、通信モジュール、および通信装置
US8314991B2 (en) * 2008-10-31 2012-11-20 Cpfilms Inc. Variable transmission composite interference filter
US8598968B2 (en) * 2008-11-10 2013-12-03 Panasonic Corporation Elastic wave element and electronic device using the same
WO2010119796A1 (ja) * 2009-04-14 2010-10-21 株式会社村田製作所 弾性境界波装置
JP2012060420A (ja) * 2010-09-09 2012-03-22 Seiko Epson Corp 弾性表面波デバイス、電子機器及びセンサー装置
JP5601377B2 (ja) * 2010-11-30 2014-10-08 株式会社村田製作所 弾性波装置及びその製造方法
WO2012132238A1 (en) * 2011-03-25 2012-10-04 Panasonic Corporation Acoustic wave device with reduced higher order transverse modes
WO2012176455A1 (ja) * 2011-06-23 2012-12-27 パナソニック株式会社 ラダー型弾性波フィルタ及びこれを用いたアンテナ共用器
DE112013003118B4 (de) * 2012-06-22 2017-12-07 Murata Manufacturing Co., Ltd. Bauelement für elastische Wellen
KR102067310B1 (ko) * 2012-07-30 2020-01-16 스카이워크스 필터 솔루션즈 재팬 씨오., 엘티디. 탄성파 소자와 이것을 사용한 안테나 공용기
US9496846B2 (en) * 2013-02-15 2016-11-15 Skyworks Filter Solutions Japan Co., Ltd. Acoustic wave device and electronic apparatus including same
JP2014187568A (ja) * 2013-03-25 2014-10-02 Panasonic Corp 弾性波装置
JP6355328B2 (ja) * 2013-12-19 2018-07-11 太陽誘電株式会社 弾性表面波デバイス及びフィルタ
JP6332101B2 (ja) * 2015-03-26 2018-05-30 株式会社村田製作所 弾性表面波フィルタ
JP6573668B2 (ja) * 2015-05-22 2019-09-11 京セラ株式会社 弾性波装置および通信装置
CN107710614B (zh) 2015-06-24 2021-05-28 株式会社村田制作所 弹性波滤波器、多工器、双工器、高频前端电路以及通信装置
JP6398895B2 (ja) * 2015-06-30 2018-10-03 株式会社村田製作所 分波器
KR102345524B1 (ko) 2015-07-06 2021-12-30 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 탄성파 장치
KR102115177B1 (ko) * 2015-10-23 2020-05-26 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 탄성파 장치
JP6461036B2 (ja) * 2016-04-06 2019-01-30 太陽誘電株式会社 弾性波デバイス
US10848121B2 (en) * 2016-10-14 2020-11-24 Qorvo Us, Inc. Guided SAW device
JP6652221B2 (ja) * 2017-04-17 2020-02-19 株式会社村田製作所 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
US11206007B2 (en) * 2017-10-23 2021-12-21 Qorvo Us, Inc. Quartz orientation for guided SAW devices
KR102608527B1 (ko) * 2019-03-11 2023-12-01 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 탄성파 장치
US11264969B1 (en) * 2020-08-06 2022-03-01 Resonant Inc. Transversely-excited film bulk acoustic resonator comprising small cells

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007049288A (ja) * 2005-08-08 2007-02-22 Seiko Epson Corp 複数段接続縦結合多重モード弾性表面波フィルタ
WO2007145057A1 (ja) * 2006-06-16 2007-12-21 Murata Manufacturing Co., Ltd. 弾性表面波装置
JP2010103621A (ja) * 2008-10-21 2010-05-06 Murata Mfg Co Ltd 弾性波装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP6652221B2 (ja) 2020-02-19
KR20190124786A (ko) 2019-11-05
US10862451B2 (en) 2020-12-08
US11394367B2 (en) 2022-07-19
US20240048120A1 (en) 2024-02-08
US11799444B2 (en) 2023-10-24
CN110521118A (zh) 2019-11-29
US20220321092A1 (en) 2022-10-06
US12273094B2 (en) 2025-04-08
KR102306240B1 (ko) 2021-09-30
US20210050841A1 (en) 2021-02-18
JPWO2018193830A1 (ja) 2019-11-07
CN110521118B (zh) 2023-04-28
US20200036361A1 (en) 2020-01-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6915466B2 (ja) 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
JP6652221B2 (ja) 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
JP6791266B2 (ja) 弾性表面波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
CN116488605A (zh) 弹性波装置、高频前端电路以及通信装置
CN110268628B (zh) 弹性波装置、高频前端电路以及通信装置
JP6964603B2 (ja) マルチプレクサ、高周波フロントエンド回路及び通信装置
US10396758B2 (en) Elastic wave device, high-frequency front end circuit, and communication apparatus
KR102186693B1 (ko) 탄성파 장치, 멀티플렉서, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치
KR20190054916A (ko) 탄성파 장치, 고주파 프론트 엔드 회로 및 통신 장치
CN110178307B (zh) 弹性波装置、高频前端电路以及通信装置
WO2020050401A1 (ja) 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
US11367829B2 (en) Elastic wave device, high-frequency front end circuit, and communication apparatus
JP6601503B2 (ja) 弾性波装置、高周波フロントエンド回路及び通信装置
US10680578B2 (en) Elastic wave device, filter, multiplexer, radio-frequency front-end circuit, and communication device
CN109155622B (zh) 弹性波装置、高频前端电路以及通信装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18788623

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2019513540

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20197029942

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 18788623

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1