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WO2018128367A1 - 극 부호를 이용한 채널 인코딩 방법 및 단말 - Google Patents

극 부호를 이용한 채널 인코딩 방법 및 단말 Download PDF

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Publication number
WO2018128367A1
WO2018128367A1 PCT/KR2018/000084 KR2018000084W WO2018128367A1 WO 2018128367 A1 WO2018128367 A1 WO 2018128367A1 KR 2018000084 W KR2018000084 W KR 2018000084W WO 2018128367 A1 WO2018128367 A1 WO 2018128367A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
size
information bits
channel
information
bit
Prior art date
Application number
PCT/KR2018/000084
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
황승계
김봉회
안준기
김기준
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to US16/065,753 priority Critical patent/US11206044B2/en
Publication of WO2018128367A1 publication Critical patent/WO2018128367A1/ko

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    • H04W72/21—Control channels or signalling for resource management in the uplink direction of a wireless link, i.e. towards the network
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    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/20—Control channels or signalling for resource management
    • H04W72/23—Control channels or signalling for resource management in the downlink direction of a wireless link, i.e. towards a terminal
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    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/02—Terminal devices

Definitions

  • the present invention relates to mobile communications.
  • LTE long term evolution
  • LTE-A LTE-Advanced
  • next generation mobile communication that is, fifth generation mobile communication.
  • the present disclosure aims to solve the above-mentioned problem.
  • the present disclosure provides a method of performing channel encoding.
  • the method includes interleaving information bits; And encoding the interleaved information bits into a polar code.
  • the information bits may be interleaved according to an interleaving pattern.
  • the interleaving pattern is determined according to the value of N, where N may represent the size of the information bit.
  • the interleaving pattern may be predefined in the form of a table.
  • the information bits may be rearranged in ascending order of reliability.
  • the bit output after the encoding may be size N.
  • the information bit may include uplink control information (UCI) of a physical uplink control channel (PUCCH).
  • UCI uplink control information
  • PUCCH physical uplink control channel
  • the information bit may include a UCI of a Physical Uplink Shared Channel (PUSCH).
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • the information bit may include data of a downlink control information (DCI) or a downlink data channel of a downlink control channel.
  • DCI downlink control information
  • the present disclosure also provides a terminal for performing channel encoding.
  • the terminal and the transceiver may include a processor for controlling the transceiver.
  • the processor interleaving the information bits;
  • a process of encoding the interleaved information bits into a polar code may be performed.
  • the information bits may be interleaved according to an interleaving pattern.
  • 1 is a wireless communication system.
  • FIG. 2 shows a structure of a radio frame according to FDD in 3GPP LTE.
  • 3 is an exemplary view showing a processing procedure for data transmission.
  • FIG. 4 shows an example of a subframe type in NR.
  • FIG. 5A shows the basic concept of polar code
  • FIG. 5B shows the structure of an SC decoder.
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating a data transmission process according to the present disclosure.
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating a data transmission process according to the present disclosure.
  • 9A to 9E show tables for codeword patterns for N in exponential form of two.
  • 11 shows a table for determining the value of N.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a wireless communication system in which the present disclosure is implemented.
  • LTE includes LTE and / or LTE-A.
  • first and second may be used to describe various components, but the components should not be limited by the terms. The terms are used only for the purpose of distinguishing one component from another.
  • first component may be referred to as the second component, and similarly, the second component may also be referred to as the first component.
  • base station which is used hereinafter, generally refers to a fixed station for communicating with a wireless device, and includes an evolved-nodeb (eNodeB), an evolved-nodeb (eNB), a base transceiver system (BTS), and an access point (e.g., a fixed station). Access Point) may be called.
  • eNodeB evolved-nodeb
  • eNB evolved-nodeb
  • BTS base transceiver system
  • access point e.g., a fixed station.
  • UE User Equipment
  • MS mobile station
  • UT user terminal
  • SS subscriber station
  • MT mobile terminal
  • 1 is a wireless communication system.
  • a wireless communication system includes at least one base station (BS) 20.
  • Each base station 20 provides a communication service for a particular geographic area (generally called a cell) 20a, 20b, 20c.
  • the cell can in turn be divided into a number of regions (called sectors).
  • the UE typically belongs to one cell, and the cell to which the UE belongs is called a serving cell.
  • a base station that provides a communication service for a serving cell is called a serving BS. Since the wireless communication system is a cellular system, there are other cells adjacent to the serving cell. Another cell adjacent to the serving cell is called a neighbor cell.
  • a base station that provides communication service for a neighbor cell is called a neighbor BS. The serving cell and the neighbor cell are determined relatively based on the UE.
  • downlink means communication from the base station 20 to the UE 10
  • uplink means communication from the UE 10 to the base station 20.
  • the transmitter may be part of the base station 20 and the receiver may be part of the UE 10.
  • the transmitter may be part of the UE 10 and the receiver may be part of the base station 20.
  • a wireless communication system can be largely divided into a frequency division duplex (FDD) method and a time division duplex (TDD) method.
  • FDD frequency division duplex
  • TDD time division duplex
  • uplink transmission and downlink transmission are performed while occupying different frequency bands.
  • uplink transmission and downlink transmission are performed at different times while occupying the same frequency band.
  • the channel response of the TDD scheme is substantially reciprocal. This means that the downlink channel response and the uplink channel response are almost the same in a given frequency domain. Therefore, in a TDD based wireless communication system, the downlink channel response can be obtained from the uplink channel response.
  • the downlink transmission by the base station and the uplink transmission by the UE cannot be simultaneously performed.
  • uplink transmission and downlink transmission are performed in different subframes.
  • FIG. 2 shows a structure of a radio frame according to FDD in 3GPP LTE.
  • a radio frame includes 10 subframes, and one subframe includes two slots. Slots in a radio frame are numbered from 0 to 19 slots.
  • the time taken for one subframe to be transmitted is called a transmission time interval (TTI).
  • TTI may be referred to as a scheduling unit for data transmission.
  • one radio frame may have a length of 10 ms
  • one subframe may have a length of 1 ms
  • one slot may have a length of 0.5 ms.
  • the structure of the radio frame is merely an example, and the number of subframes included in the radio frame or the number of slots included in the subframe may be variously changed.
  • one slot may include a plurality of orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) symbols. How many OFDM symbols are included in one slot may vary depending on a cyclic prefix (CP).
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • One slot includes N RB resource blocks (RB) in frequency domain (frequency domain).
  • N RB resource blocks in frequency domain (frequency domain).
  • the number of resource blocks (RBs), that is, N RBs may be any one of 6 to 110.
  • a resource block is a resource allocation unit and includes a plurality of subcarriers in one slot. For example, if one slot includes 7 OFDM symbols in the time domain and the resource block includes 12 subcarriers in the frequency domain, one resource block may include 7x12 resource elements (REs). Can be.
  • REs resource elements
  • physical channels include a physical downlink shared channel (PDSCH), a physical uplink shared channel (PUSCH), a physical downlink control channel (PDCCH), a physical control format indicator channel (PCFICH), and a physical hybrid (PHICH).
  • PDSCH physical downlink shared channel
  • PUSCH physical uplink shared channel
  • PDCCH physical downlink control channel
  • PCFICH physical control format indicator channel
  • PHICH physical hybrid
  • ARQ Indicator Channel Physical Uplink Control Channel
  • the uplink channel includes a PUSCH, a PUCCH, a sounding reference signal (SRS), and a physical random access channel (PRACH).
  • PUSCH PUSCH
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • SRS sounding reference signal
  • PRACH physical random access channel
  • 3 is an exemplary view showing a processing procedure for data transmission.
  • Data bits (ie, a 0 , a 1 ,..., A A-1 ) are received in every TTI from a medium access control (MAC) layer in the form of one transport block.
  • the physical layer attaches a cyclic redundancy check (CRC) to the information bits (i.e., a 0 , a 1 , ..., a A-1 ) so that bits c 0 , c 1 , ..., c C-1 Create
  • channel encoding is performed on the generated bits.
  • a tail-biting convolutional code (TBCC) of 1/3 coding rate may be used as the channel encoding.
  • the encoded sequences are represented by d (i) 0 , d (i) 1 , ..., d (i) (D-1) , where D is the number of encoded bits per output stream, i is the encoder output bit stream. Is the index of.
  • rate matching is performed on the encoded sequences, and e 0 , e 1 ,..., E A-1 are output.
  • modulation is performed.
  • the modulated symbols are transmitted after being mapped to a physical resource element (RE).
  • RE physical resource element
  • LTE long term evolution
  • LTE-A LTE-Advanced
  • 5G 5G mobile communication
  • 5th generation mobile communication is a data transmission rate of up to 20Gbps and a haptic transmission rate of at least 100Mbps anywhere.
  • the official name is “IMT-2020” and it aims to be commercialized worldwide in 2020.
  • the ITU presents three usage scenarios, such as Enhanced Mobile BroadBand (eMBB) massive Machine Type Communication (MMTC) and Ultra Reliable and Low Latency Communications (URLLC).
  • eMBB Enhanced Mobile BroadBand
  • MMTC massive Machine Type Communication
  • URLLC Ultra Reliable and Low Latency Communications
  • URLLC relates to usage scenarios that require high reliability and low latency.
  • services such as autonomous driving, factory automation, and augmented reality require high reliability and low latency (eg, less than 1 ms).
  • latency of 4G (LTE) is statistically 21-43ms (best 10%) and 33-75ms (median). This is insufficient to support a service requiring a delay of less than 1ms.
  • eMBB usage scenarios relate to usage scenarios that require mobile ultra-wideband.
  • the fifth generation mobile communication system aims at higher capacity than the current 4G LTE, can increase the density of mobile broadband users, and can support device to device (D2D), high stability, and machine type communication (MTC).
  • 5G R & D also targets lower latency and lower battery consumption than 4G mobile communication systems to better implement the Internet of Things.
  • New radio access technology New RAT or NR may be proposed for such 5G mobile communication.
  • a pair of spectrum means that two carrier spectrums are included for downlink and uplink operation.
  • one carrier may include a downlink band and an uplink band paired with each other.
  • FIG. 4 shows an example of a subframe type in NR.
  • the transmission time interval (TTI) shown in FIG. 4 may be called a subframe or slot for NR (or new RAT).
  • the subframe (or slot) of FIG. 9 may be used in a TDD system of NR (or new RAT) to minimize data transmission delay.
  • the subframe (or slot) includes 14 symbols, like the current subframe. The symbol at the beginning of the subframe (or slot) may be used for the DL control channel, and the symbol at the end of the subframe (or slot) may be used for the UL control channel. The remaining symbols may be used for DL data transmission or UL data transmission.
  • downlink transmission and uplink transmission may proceed sequentially in one subframe (or slot).
  • downlink data may be received in a subframe (or slot), and an uplink acknowledgment (ACK / NACK) may be transmitted in the subframe (or slot).
  • the structure of such a subframe (or slot) may be referred to as a self-contained subframe (or slot).
  • a time gap may be required for the transition process from transmit mode to receive mode or from receive mode to transmit mode.
  • some OFDM symbols when switching from DL to UL in the subframe structure may be set to a guard period (GP).
  • 5G The requirements for 5G systems include latency, peak data rate, and error correction.
  • 5G targets 1ms, which is 1/10 of LTE's latency. These short delays serve as important indicators in areas that are directly related to human life, such as autonomous vehicles. 5G also aims at high data rates. The maximum transmission rate is 20 times compared to LTE, and the actual transmission rate is 10 to 100 times, and it is expected to be able to provide a large amount of high speed communication such as a high-definition media streaming service. Error correction reduces the data retransmission rate and ultimately improves latency and data rate.
  • a turbo code As a 5G channel coding technique, a turbo code, a polar code, and a low density parity check code (LDPC code) are considered.
  • LDPC code low density parity check code
  • a turbo code is a method of applying a different arrangement of the same sequence to two or more component encoders by connecting convolution codes in parallel.
  • a soft output iterative decoding method is used as a decoding method. Since the basic concept of turbo code decoding is to improve performance by exchanging information for each bit within the decoding period and using it for the next decoding, it is necessary to obtain a soft output in the decoding process of the turbo code. This stochastic iterative decoding method leads to excellent performance and speed.
  • the low density parity check code (LDPC code) is due to the characteristics of the LDPC iterative decoding technique in which the per-bit error correction capability is improved while the per-bit computation complexity is maintained as the length of the code is increased.
  • the code can be designed to perform decoding operations in parallel, the long code decoding can be processed at a high speed.
  • the polar code is the first error correction code theoretically proven to achieve channel capacity in a typical binary input discrete memory symmetric channel with low coding and low decoding complexity.
  • LDPC code which uses an iterative decoding process, and turbo coding, in contrast, polar code uses a combination of successive cancellation (SC) decoding and list decoding. Also, unlike LDPC code, which improves the performance by parallel processing, it improves the performance through pipelining.
  • FIG. 5A shows the basic concept of polar code
  • FIG. 5B shows the structure of an SC decoder.
  • FIG. 5A different inputs u1 and u2 may experience different channels, thereby outputting differently to x1 and x2.
  • the channel means the influence of the encoder.
  • u2 passing through the good channel becomes better and u1 passing through the bad channel becomes worse and worse, which can be structured as shown in FIG. 4B. This is called polarization.
  • the structure as shown in FIG. 5B may be generated by Kronecker product of a 2 ⁇ 2 kernel matrix.
  • the encoder is made in the form of an exponential power of a natural number (eg 2 or 3).
  • Polar code means using this polarization effect to map data on the good channel side and frozen bits on the bad channel side (i.e., bit information already known, such as 0). .
  • the code rate is determined as (number of data bits) / (number of data bits + number of frozen bits).
  • an object of the present disclosure is to propose methods for effectively using polar codes in a channel encoding process. More specifically, the present disclosure proposes a design method of a channel coding chain required when using a linear block code in an NR system.
  • the range of the channel encoding chain includes operations from after the generation of all information bits to be transmitted by the transmitting end (eg, including CRC addition) to before rate matching is performed.
  • the present specification will be described based on the polar code, but may be applied to other linear block codes usable in the next generation system in addition to the polar code.
  • the channel encoding process according to the first disclosure of the present specification may include an interleaving process.
  • the channel encoding process according to the first disclosure of the present specification may be applied to UCI transmitted through an uplink control channel (eg, PUCCH) and UCI (Uplink Control Information) transmitted through an uplink data channel (eg, PUSCH).
  • UCI Uplink Control Information
  • UCI Downlink Control Information
  • PUSCH uplink data channel
  • DCI downlink control information
  • FIG. 6 is a flowchart illustrating a data transmission process according to the present disclosure.
  • the channel encoding process S620 includes a filler bit insertion process S621, an interleaving process S623, and a generation matrix (S623). Encoding process (S625) using a generator matrix).
  • the information bits input to the channel encoding process S620 proposed according to the first disclosure are a 0 , a 1 ,... , a K-1 , the size may be K.
  • K means the size of the information bit output from the CRC addition process (S610).
  • the charging bit insertion process (S621) after NK charging bits are added to the information bits of the size K (that is, a 0 , a 1 ,..., A K-1 ), the bits of the size N (b 0 ) are added . , b 1 ,..., b N-1 ) may be output.
  • the bits b 0 , b 1 ,..., B N-1 of size N output from the charging bit insertion process S621 are input to the interleaving process S623.
  • the output bits of the interleaving process S623 are c 0 , c 1 ,... , c N-1 , the size may be N.
  • the bits c 0 , c 1 ,..., C N-1 of size N output from the interleaving process S623 are input to an encoding process S625 by the generation matrix.
  • the value closest to the value of K / R may be selected as the N value, or the smallest value among the values larger than K / R may be selected as N.
  • the value of N may be determined by the value of M.
  • the filling bit may be a bit string of J length formed by a predefined rule.
  • the charging bit may be identically known to the transmitting end and the receiving end.
  • NK of the bit strings can be selected and used as a charging bit.
  • the bit string may be repeated to generate a charging bit that satisfies the size of NK.
  • NKJ zero bits may be added to a J-size bit string to generate a NK-fill bit. If a bit string for generating a charge bit is not specified, all of the charge bits may be filled with a value of zero.
  • the charging bits of the NK size generated in this way are [j 0 , j 1 ,... , j NK-1 ], the output bit after the charging bit insertion process S621 is performed may be the same as one of the following methods.
  • the first scheme shown in Table 1 shows an example of creating the output bits by mapping the input bits first and then filling the charging bits
  • the second scheme shown in Table 2 shows the output by mapping the input bits after filling the charging bits first.
  • creating a bit is an example of creating a bit:
  • the order of the input signals of size N is rearranged according to a predefined pattern.
  • the pattern used in the interleaving process S623 may be determined by N, which is the size of an input bit.
  • the pattern is used to sort the order of the input bits in an order of high reliability (or an order of magnitude of the weighted sequence using an index) of the input position of each bit determined by the generation matrix.
  • the interleaving process S623 may sequentially sort the input bits into channel positions of high reliability in the ascending order of the index, and then output the encoded bits to the encoding process S625.
  • the interleaving process (S623) rearranges the bit (b 0 , b 1 , ..., b N-1 ) of the size N input in the order of the good channel among the unfrozne position of the polar sign, and then the size N Outputs bits of (i.e. c 0 , c 1 ,..., c N-1 ).
  • the sequence for determining the pattern of the interleaving process (S623) for a specific N size is [w N, 0 , w N, 1 ,... , w N, N -1 ], the output bits of the interleaving process (S623) may be generated as shown in the table below.
  • a linear combination operation is performed using a block code of NxN size. That is, in the encoding process (S625), a linear combining operation is performed on the input bits of size N to generate output bits of size N.
  • N basis sequences defined by M i, n are used.
  • i denotes an input bit index of the encoding process S625 by the generation matrix
  • n denotes an output bit index of the encoding process S625 by the generation matrix.
  • the encoding process S625 uses a Kronecker product based on an mxm kernel matrix, where m is any natural number greater than two.
  • n max is an arbitrary natural number and means n max log m (N max ) with respect to the maximum value N max that S m, N can have.
  • the basis sequence may be generated through the following equation.
  • the basis sequence generated through the above equation may be expressed in the form of a table. This will be described with reference to FIG. 7.
  • the output bit in the encoding process S625 may be generated through the following equation.
  • the channel encoding process according to the second disclosure of the present specification may use a permutation matrix.
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating a data transmission process according to the present disclosure.
  • the channel encoding process S820 proposed in this specification may include an encoding process S821 using a generator matrix.
  • the information bits input to the proposed channel encoding process (S820) are a 0 , a 1 ,... , a K-1 , the size may be K.
  • the size of the bit input through the encoding process S821 by the generation matrix may be K.
  • the size of the bit output from the encoding process S821 by the generation matrix may be N.
  • K means the size of the information bit before the channel encoding process S821 is performed.
  • the value closest to the value of K / R may be selected as the N value, or the smallest value among the values larger than K / R may be selected as N.
  • the value of N may be determined by the value of M.
  • the encoding process S821 using the generation matrix will be described.
  • a linear combination operation is performed using a block code of size KxN.
  • a linear combining operation is performed on input bits having a size of K, and output bits having a size of N are generated.
  • N basis sequences defined by G i, n are used.
  • i denotes an input bit index of the encoding process S821 by the generation matrix
  • n denotes an output bit index of the encoding process S821 by the generation matrix.
  • the encoding process S821 by the generation matrix is a combination of the matrix M and the permutation matrix P generated using a Kronecker product based on an mxm kernel matrix, where m is any natural number greater than 2. Can be used.
  • M may be obtained by NxN
  • P may be obtained by KxN.
  • the matrix G used in the encoding process S821 may be obtained using the matrices M and P as follows.
  • n max is an arbitrary natural number and means n max log m (N max ) with respect to the maximum value N max that S m, N can have.
  • the basis sequence may be generated through the following equation.
  • the permutation matrix P may be designed for shuffling the indices of each row of the matrix M using a Kronecker product and for generating a basis sequence for use in the encoding process S821 by the generation matrix. .
  • the selection of the permutation matrix P may be determined by the size K of the input bit and the size N of the output bit in the encoding process S821 by the generation matrix. If the set of Ns that are the sizes of the output bits available in the encoding process S821 by the generation matrix is S N , a matrix P T having an N ⁇ N size determined for all N in S N may be used. P T has one 1 in each row and column, and all other values can be made to have a value of zero.
  • the position of 1 in P T may use an order of high reliability in terms of the row index of the matrix M using the Kronecker product (or an order of the magnitude of the weight sequence using the row index).
  • the column index may be determined to have a value of 1 sequentially from the index having high reliability in terms of the row index of the matrix M in the ascending order of the row index of the P T.
  • P T 8x8 size
  • K rows may be selected from P T. Specifically, K rows can be selected in ascending order from row index 0 of P T.
  • the permutation matrix P may be expressed in the form of a sequence for indicating an index of the matrix M to be performed on an input bit in the encoding process S821 by the generation matrix. For example, suppose p- i represents the index of the matrix M to be selected by the i-th index of the encoding process S821 by the generation matrix, and the sequence vector p K of length K representing the permutation matrix is as follows. Can be defined.
  • the sequence vector p K may be in a form of selecting and using K elements from the sequence vector p T representing the entire index of P T. For example, K elements can be selected in ascending order from row index 0.
  • an output bit in the encoding process S821 by the generation matrix may be generated as follows.
  • the method of designing the interleaving pattern of the first disclosure and the pattern of the permutation matrix of the second disclosure is generally regarded as a problem of designing a codeword pattern that optimizes and selects a codeword to be used by information bits. Therefore, in the following description, a codeword pattern is used as a term for a pattern of an interleaving pattern and a permutation matrix for convenience.
  • Codeword pattern design conditions covered in the third disclosure have been proposed for the purpose of designing an interleaving pattern or a pattern of a permutation matrix, but the contents proposed in the third disclosure can be generally applied in a channel encoding process using another linear block code. have.
  • the codeword pattern for obtaining optimal performance may be different. Therefore, the usable codeword pattern may be determined by the size of N. If the codeword pattern is given in a table form, the number of usable N may be limited due to a memory problem. On the other hand, if the size M of the output bits of the rate matching process and the size N of the codeword pattern do not match, optimal performance cannot be guaranteed. Therefore, the number of available Ns should be determined so that performance deterioration does not occur significantly in the interval of M to which puncturing and repetition are applied in the rate matching process.
  • m may be determined by the size of the kernel matrix used in the encoding process by the generation matrix.
  • N may include values expressed in the form of an exponential power of 2.
  • the design of the codeword pattern can be determined through a method such as density evolution.
  • the density evolution may be performed based on an encoding process by a generation matrix having an N ⁇ N size.
  • 9 shows a table of codeword patterns for an exponential form of two.
  • the codeword pattern may be determined through a method such as density evolution considering the puncturing pattern.
  • the density evolution considering the puncturing pattern shows that when n satisfies m n ⁇ N ⁇ m n + 1 , m n + 1 -N columns are generated during encoding by a generation matrix of size m n + 1 xm n + 1. It may be performed based on the punctured shape.
  • the value of N and the corresponding codeword pattern are the size M of the output bit of the rate matching process.
  • the smallest value greater than M may be selected as the value of N.
  • at least one codeword pattern corresponding to each N may be designed according to a section of the M value of the output bit of the rate matching process.
  • the size of the bit input through the interleaving process may be determined to satisfy mn.
  • the size of N to be selected may be determined using a predefined relationship between M and N. For example, a value of N and a codeword table satisfying M MIN ⁇ M ⁇ ⁇ M MAX may be determined using the table shown in FIG. 11.
  • the mode is a parameter for indicating an index of a table to be used according to the value of M.
  • one or more codeword patterns corresponding to one N value may be provided. This is to consider a case where the optimized form of the codeword pattern may be different depending on the decoding scheme even when using the same N value. For example, an optimized form of a codeword pattern optimized for a successive cancelation decoding method, a successive cancelation list decoding method, and a maximum-likelihood (ML) decoding method may be different from each other. . Alternatively, even when using the same N value, it may be to consider a case where the optimized codeword pattern may be different when the target code rate or the target SNR value is different. For example, when designing a codeword pattern using density evolution, the codeword pattern selected based on the 1/3 code rate and the 1/6 code rate are used.
  • the selected codeword pattern may be different.
  • a plurality of optimized forms of codeword patterns may exist for one N.
  • the design of the codeword pattern for a given N can be performed in two ways: the density evolution method considering the puncturing pattern and the method of maximizing the minimum distance considering the encoding process by the generation matrix.
  • one codeword pattern may be determined and used according to a decoding scheme, a target code rate, and / or a target SNR.
  • the base station can inform the UE about what codeword pattern to use through a method such as an RRC signal or system information. If there is no separate information through the RRC signal or the system information, the UE may determine a codeword pattern by using a specific method as a basis. Similarly, the codeword pattern that the UE uses to read (ie, decode) the RRC signal or system information may be determined based on a specific basic value. Alternatively, the base station may inform the UE of the codeword pattern using a form such as DCI. In this case, a default codeword pattern may be used for a common search space for monitoring the PDCCH.
  • a method such as an RRC signal or system information. If there is no separate information through the RRC signal or the system information, the UE may determine a codeword pattern by using a specific method as a basis. Similarly, the codeword pattern that the UE uses to read (ie, decode) the RRC signal or system information may be determined based on a specific basic value. Alternatively, the base
  • the configuration information obtained through the 1 st step DCI may include information about a codeword pattern for the DCI of the 2 nd step.
  • the UE may have a limited codeword pattern available.
  • the UE may report its performance / capability to the base station.
  • the report may be performed through a first message (ie, random access preamble) or a third message (ie, PUSCH) in the process of a random access procedure (ie, RACH procedure).
  • the codeword pattern used in the transmission of the first message and the third message may be determined based on a predefined default value.
  • a codeword pattern designated as a default value may be used without performing separate reporting. .
  • Embodiments of the present invention described so far may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware, software, or a combination thereof. Specifically, it will be described with reference to the drawings.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a wireless communication system in which the present disclosure is implemented.
  • the base station 200 includes a processor 201, a memory 202, and a transceiver (or radio frequency (RF) unit) 203.
  • the memory 202 is connected to the processor 201 and stores various information for driving the processor 201.
  • the transceiver unit (or RF unit) 203 is connected to the processor 201 to transmit and / or receive a radio signal.
  • the processor 201 implements the proposed functions, processes and / or methods. In the above-described embodiment, the operation of the base station may be implemented by the processor 201.
  • the wireless device (eg, NB-IoT device) 100 includes a processor 101, a memory 102, and a transceiver (or RF unit) 103.
  • the memory 102 is connected to the processor 101 and stores various information for driving the processor 101.
  • the transceiver unit (or RF unit) 103 is connected to the processor 101 to transmit and / or receive a radio signal.
  • the processor 101 implements the proposed functions, processes and / or methods.
  • the processor may include application-specific integrated circuits (ASICs), other chipsets, logic circuits, and / or data processing devices.
  • the memory may include read-only memory (ROM), RAM access memory (RAM), flash memory, memory card, storage medium and / or other storage device.
  • the RF unit may include a baseband circuit for processing a radio signal.
  • the above-described technique may be implemented as a module (process, function, etc.) for performing the above-described function.
  • the module may be stored in memory and executed by a processor.
  • the memory may be internal or external to the processor and may be coupled to the processor by various well known means.

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Abstract

본 명세서의 개시는 채널 인코딩을 수행하는 방법을 제공한다. 상기 방법은 정보 비트를 인터리빙 하는 단계와; 그리고 상기 인터리빙된 정보 비트를 극 부호(polar code)로 인코딩하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 정보 비트는 인터리빙 패턴에 따라 인터리빙될 수 있다.

Description

극 부호를 이용한 채널 인코딩 방법 및 단말
본 발명은 이동통신에 관한 것이다.
4세대 이동통신을 위한 LTE(long term evolution)/LTE-Advanced(LTE-A)의 성공에 힘입어, 향후의 이동통신, 즉 5세대 이동통신에 대한 관심도 높아지고 있고, 연구도 속속 진행되고 있다.
예상되기로는, 차세대 이동통신, 즉, 5세대 이동통신에서는 최저 속도 1Gbps의 데이터 서비스가 실현될 것으로 보인다.
5세대 이동 통신에서 채널 부호화 기법으로 터보 부호(Turbo code)와 극 부호(Polar code), 저밀도 패리티 체크 부호(LDPC code) 중 하나를 사용하자는 논의가 있다.
그러나, 현재까지 극 부호를 사용하는 데에는 효율성이 떨어지는 문제점이 있었다.
따라서, 본 명세서의 개시는 전술한 문제점을 해결하는 것을 목적으로 한다.
전술한 목적을 달성하기 위하여, 본 명세서의 개시는 채널 인코딩을 수행하는 방법을 제공한다. 상기 방법은 정보 비트를 인터리빙 하는 단계와; 그리고 상기 인터리빙된 정보 비트를 극 부호(polar code)로 인코딩하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 정보 비트는 인터리빙 패턴에 따라 인터리빙될 수 있다.
상기 인터리빙 패턴은 N의 값에 따라 결정되고, 상기 N은 상기 정보 비트의 크기를 나타낼 수 있다.
상기 인터리빙 패턴은 테이블 형태로 미리 정의될 수 있다.
상기 정보 비트는 신뢰도의 올림 차순으로 재정렬될 수 있다.
상기 정보 비트가 크기 K인 경우, 상기 인코딩 이후에 출력되는 비트는 크기 N일 수 있다.
상기 정보 비트는 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)의 UCI(Uplink Control Information)을 포함할 수 있다.
상기 정보 비트는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)의 UCI을 포함할 수 있다.
상기 정보 비트는 하향링크 제어 채널의 DCI(Downlink Control Information) 또는 하향링크 데이터 채널의 데이터를 포함할 수도 있다.
전술한 목적을 달성하기 위하여, 본 명세서의 개시는 채널 인코딩을 수행하는 단말을 또한 제공한다. 상기 단말은 송수신부와; 상기 송수신부를 제어하는 프로세서를 포함할 수 있다. 상기 프로세서는 정보 비트를 인터리빙 하는 과정과; 그리고 상기 인터리빙된 정보 비트를 극 부호(polar code)로 인코딩하는 과정을 수행할 수 있다. 상기 정보 비트는 인터리빙 패턴에 따라 인터리빙될 수 있다.
본 명세서의 개시에 의하면, 전술한 종래 기술의 문제점이 해결되게 된다.
도 1은 무선 통신 시스템이다.
도 2는 3GPP LTE에서 FDD에 따른 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다.
도 3은 데이터 전송을 위한 처리 과정을 나타낸 예시도이다.
도 4는 NR에서의 서브프레임 유형의 예를 도시한다.
도 5a는 극 부호의 기본 개념을 나타내고, 도 5b는 SC 디코더의 구조를 나타낸다.
도 6은 본 명세서의 개시에 따른 데이터 전송 처리 과정을 나타낸 흐름도이다.
도 7은 N=32 크기의 베이시스 시퀀스의 예를 나타낸 테이블이다.
도 8은 본 명세서의 개시에 따른 데이터 전송 처리 과정을 나타낸 흐름도이다.
도 9a 내지 도 9e는 2의 지수승 형태의 N에 대하여 코드워드 패턴에 대한 테이블을 나타낸다.
도 10a 내지 도 10d는 m=2를 고려하고 N=(mn+mn+1)/2를 만족하는 경우들의 코드워드 패턴들에 대한 테이블을 나타낸다.
도 11은 N의 값을 결정하기 위한 테이블을 나타낸다.
도 12a 및 도 12b는 N=64의 경우, M의 크기에 따라 결정된 모드에 따라 선택할 수 있는 코드워드 패턴에 대한 테이블을 나타낸다.
도 13a 내지 도 13c는 N=128인 경우에 사용 가능한 코드워드 패턴들의 일례를 보이고 있다.
도 14는 본 명세서의 개시가 구현되는 무선통신 시스템을 나타낸 블록도이다.
이하에서는 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 3GPP LTE(long term evolution) 또는 3GPP LTE-A(LTE-Advanced)를 기반으로 본 발명이 적용되는 것을 기술한다. 이는 예시에 불과하고, 본 발명은 다양한 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. 이하에서, LTE라 함은 LTE 및/또는 LTE-A를 포함한다.
본 명세서에서 사용되는 기술적 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아님을 유의해야 한다. 또한, 본 명세서에서 사용되는 기술적 용어는 본 명세서에서 특별히 다른 의미로 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 의미로 해석되어야 하며, 과도하게 포괄적인 의미로 해석되거나, 과도하게 축소된 의미로 해석되지 않아야 한다. 또한, 본 명세서에서 사용되는 기술적인 용어가 본 발명의 사상을 정확하게 표현하지 못하는 잘못된 기술적 용어일 때에는, 당업자가 올바르게 이해할 수 있는 기술적 용어로 대체되어 이해되어야 할 것이다. 또한, 본 발명에서 사용되는 일반적인 용어는 사전에 정의되어 있는 바에 따라, 또는 전후 문맥상에 따라 해석되어야 하며, 과도하게 축소된 의미로 해석되지 않아야 한다.
또한, 본 명세서에서 사용되는 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "구성된다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서 상에 기재된 여러 구성 요소들, 또는 여러 단계들을 반드시 모두 포함하는 것으로 해석되지 않아야 하며, 그 중 일부 구성 요소들 또는 일부 단계들은 포함되지 않을 수도 있고, 또는 추가적인 구성 요소 또는 단계들을 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다.
또한, 본 명세서에서 사용되는 제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성 요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성 요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성 요소를 다른 구성 요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성 요소는 제2 구성 요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성 요소도 제1 구성 요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성 요소가 다른 구성 요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성 요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성 요소가 존재할 수도 있다. 반면에, 어떤 구성 요소가 다른 구성 요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성 요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하되, 도면 부호에 관계없이 동일하거나 유사한 구성 요소는 동일한 참조 번호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다. 또한, 첨부된 도면은 본 발명의 사상을 쉽게 이해할 수 있도록 하기 위한 것일뿐, 첨부된 도면에 의해 본 발명의 사상이 제한되는 것으로 해석되어서는 아니됨을 유의해야 한다. 본 발명의 사상은 첨부된 도면외에 모든 변경, 균등물 내지 대체물에 까지도 확장되는 것으로 해석되어야 한다.
이하에서 사용되는 용어인 기지국은, 일반적으로 무선기기와 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, eNodeB(evolved-NodeB), eNB(evolved-NodeB), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
그리고 이하, 사용되는 용어인 UE(User Equipment)는, 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, 기기(Device), 무선기기(Wireless Device), 단말(Terminal), MS(mobile station), UT(user terminal), SS(subscriber station), MT(mobile terminal) 등 다른 용어로 불릴 수 있다.
도 1은 무선 통신 시스템이다.
도 1을 참조하여 알 수 있는 바와 같이, 무선 통신 시스템은 적어도 하나의 기지국(base station: BS)(20)을 포함한다. 각 기지국(20)은 특정한 지리적 영역(일반적으로 셀이라고 함)(20a, 20b, 20c)에 대해 통신 서비스를 제공한다. 셀은 다시 다수의 영역(섹터라고 함)으로 나누어질 수 있다.
UE은 통상적으로 하나의 셀에 속하는데, UE이 속한 셀을 서빙 셀(serving cell)이라 한다. 서빙 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 기지국을 서빙 기지국(serving BS)이라 한다. 무선 통신 시스템은 셀룰러 시스템(cellular system)이므로, 서빙 셀에 인접하는 다른 셀이 존재한다. 서빙 셀에 인접하는 다른 셀을 인접 셀(neighbor cell)이라 한다. 인접 셀에 대해 통신 서비스를 제공하는 기지국을 인접 기지국(neighbor BS)이라 한다. 서빙 셀 및 인접 셀은 UE을 기준으로 상대적으로 결정된다.
이하에서, 하향링크는 기지국(20)에서 UE(10)로의 통신을 의미하며, 상향링크는 UE(10)에서 기지국(20)으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국(20)의 일부분이고, 수신기는 UE(10)의 일부분일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 UE(10)의 일부분이고, 수신기는 기지국(20)의 일부분일 수 있다.
한편, 무선 통신 시스템은 크게 FDD(frequency division duplex) 방식과 TDD(time division duplex) 방식으로 나눌 수 있다. FDD 방식에 의하면 상향링크 전송과 하향링크 전송이 서로 다른 주파수 대역을 차지하면서 이루어진다. TDD 방식에 의하면 상향링크 전송과 하향링크 전송이 같은 주파수 대역을 차지하면서 서로 다른 시간에 이루어진다. TDD 방식의 채널 응답은 실질적으로 상호적(reciprocal)이다. 이는 주어진 주파수 영역에서 하향링크 채널 응답과 상향링크 채널 응답이 거의 동일하다는 것이다. 따라서, TDD에 기반한 무선통신 시스템에서 하향링크 채널 응답은 상향링크 채널 응답으로부터 얻어질 수 있는 장점이 있다. TDD 방식은 전체 주파수 대역을 상향링크 전송과 하향링크 전송이 시분할되므로 기지국에 의한 하향링크 전송과 UE에 의한 상향링크 전송이 동시에 수행될 수 없다. 상향링크 전송과 하향링크 전송이 서브프레임 단위로 구분되는 TDD 시스템에서, 상향링크 전송과 하향링크 전송은 서로 다른 서브프레임에서 수행된다.
이하에서는, LTE 시스템에 대해서 보다 상세하게 알아보기로 한다.
도 2는 3GPP LTE에서 FDD에 따른 무선 프레임(radio frame)의 구조를 나타낸다.
도 2를 참조하면, 무선 프레임은 10개의 서브프레임(subframe)을 포함하고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)을 포함한다. 무선 프레임 내 슬롯은 0부터 19까지 슬롯 번호가 매겨진다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 전송시간구간(Transmission Time interval: TTI)라 한다. TTI는 데이터 전송을 위한 스케줄링 단위라 할 수 있다. 예를 들어, 하나의 무선 프레임의 길이는 10ms이고, 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다.
무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수 등은 다양하게 변경될 수 있다.
한편, 하나의 슬롯은 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함할 수 있다. 하나의 슬롯에 몇개의 OFDM 심볼이 포함되는지는 순환 전치(cyclic prefix: CP)에 따라 달라질 수 있다.
하나의 슬롯은 주파수 영역(frequency domain)에서 NRB 개의 자원블록(RB)을 포함한다. 예를 들어, LTE 시스템에서 자원블록(RB)의 개수, 즉 NRB은 6 내지 110 중 어느 하나일 수 있다.
자원블록(resource block: RB)은 자원 할당 단위로, 하나의 슬롯에서 복수의 부반송파를 포함한다. 예를 들어, 하나의 슬롯이 시간 영역에서 7개의 OFDM 심벌을 포함하고, 자원블록은 주파수 영역에서 12개의 부반송파를 포함한다면, 하나의 자원블록은 7x12개의 자원요소(resource element: RE)를 포함할 수 있다.
3GPP LTE에서 물리채널은 데이터 채널인 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)와 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel) 및 제어채널인 PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 및 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)로 나눌 수 있다.
상향링크 채널은 PUSCH, PUCCH, SRS(Sounding Reference Signal), PRACH(Physical Random Access Channel)을 포함한다.
도 3은 데이터 전송을 위한 처리 과정을 나타낸 예시도이다.
MAC(Medium Access Control) 계층으로부터 매 TTI마다 데이터 비트들(즉, a0, a1, ..., aA-1)이 하나의 전송 블록(transport block) 형태로 수신된다. 물리 계층은 상기 정보 비트들(즉, a0, a1, ..., aA-1)에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙여서 비트들 c0, c1, ..., cC-1 을 생성한다.
이어서, 상기 생성된 비트에 대해 채널 인코딩이 수행된다. 예를 들어, 상기 채널 인코딩으로는 부호화율 1/3 의 TBCC(Tail-biting Convolutional Code)가 사용될 수 있다. 상기 인코딩된 시퀀스들을 d(i) 0, d(i) 1, ..., d(i) (D-1) 로 나타내며, D는 출력 스트림당 인코딩된 비트들의 갯수, i는 인코더 출력 비트 스트림의 인덱스이다. 이어서, 상기 인코딩된 시퀀스들에 대해서 레이트 매칭(rate matching)이 수행되어, e0, e1, ..., eA-1가 출력된다. 상기 레이트 매칭이 수행된 후, 변조가 수행된다. 변조된 심벌들은 물리적인 RE(resource element)에 맵핑된 후 전송된다.
<차세대 이동통신 네트워크>
4세대 이동통신을 위한 LTE(long term evolution)/LTE-Advanced(LTE-A)의 성공에 힘입어, 차세대, 즉 5세대(소위 5G) 이동통신에 대한 관심도 높아지고 있고, 연구도 속속 진행되고 있다.
국제전기통신연합(ITU)이 정의하는　5세대 이동통신은 최대　20Gbps의 데이터 전송 속도와 어디에서든 최소　100Mbps　이상의 체감 전송 속도를 제공하는 것을 말한다. 정식 명칭은　‘IMT-2020’이며 세계적으로　2020년에 상용화하는 것을 목표로 하고 있다.
ITU에서는 3대 사용 시나리오, 예컨대 eMBB(enhanced Mobile BroadBand) mMTC(massive Machine Type Communication)　및　URLLC(Ultra Reliable and Low Latency Communications)를 제시하고 있다.
URLLC는 높은 신뢰성과 낮은 지연시간을 요구하는 사용 시나리오에 관한 것이다. 예를 들면 자동주행, 공장자동화, 증강현실과 같은 서비스는 높은 신뢰성과 낮은 지연시간(예컨대, 1ms 이하의 지연시간)을 요구한다. 현재 4G (LTE) 의 지연시간은 통계적으로 21-43ms (best 10%), 33-75ms (median) 이다. 이는 1ms 이하의 지연시간을 요구하는 서비스를 지원하기에 부족하다. 다음으로, eMBB 사용 시나리오는 이동 초광대역을 요구하는 사용 시나리오에 관한 것이다.
즉, 5세대 이동통신 시스템은 현재의 4G LTE보다 높은 용량을 목표로 하며, 모바일 광대역 사용자의 밀도를 높이고, D2D(Device to Device), 높은 안정성 및 MTC(Machine type communication)을 지원할 수 있다. 5G 연구 개발은 또한 사물의 인터넷을 보다 잘 구현하기 위해 4G 이동 통신 시스템 보다 낮은 대기 시간과 낮은 배터리 소모를 목표로 한다. 이러한 5G 이동 통신을 위해서 새로운 무선 액세스 기술(new radio access technology: New RAT 또는 NR)이 제시될 수 있다.
상기 NR에서, 기지국으로부터의 수신은 다운 링크 서브프레임을 이용하고, 기지국으로의 송신은 업 링크 서브 프레임을 이용하는 것이 고려 될 수 있다. 이 방식은 쌍으로 된 스펙트럼 및 쌍을 이루지 않은 스펙트럼에 적용될 수 있다. 한 쌍의 스펙트럼은 다운 링크 및 업 링크 동작을 위해 두 개의 반송파 스펙트럼을 포함된다는 것을 의미한다. 예를 들어, 한 쌍 스펙트럼에서, 하나의 반송파는 서로 쌍을 이루는 하향링크 대역 및 상향링크 대역을 포함 할 수 있다.
도 4는 NR에서의 서브프레임 유형의 예를 도시한다.
도 4에 도시된 TTI(transmission time interval)는 NR(또는 new RAT)을 위한 서브프레임 또는 슬롯으로 불릴 수 있다. 도 9의 서브프레임(또는 슬롯)은, 데이터 전송 지연을 최소화하기 위해 NR(또는 new RAT)의 TDD 시스템에서 사용될 수 있다. 도 3에 도시 된 바와 같이, 서브프레임(또는 슬롯)은 현재의 서브 프레임과 마찬가지로, 14 개의 심볼을 포함한다. 서브프레임(또는 슬롯)의 앞부분 심볼은 DL 제어 채널을 위해서 사용될 수 있고, 서브프레임(또는 슬롯)의 뒷부분 심볼은 UL 제어 채널을 위해서 사용될 수 있다. 나머지 심볼들은 DL 데이터 전송 또는 UL 데이터 전송을 위해 사용될 수 있다. 이러한 서브프레임(또는 슬롯) 구조에 따르면, 하향 링크 전송과 상향 링크 전송은 하나의 서브프레임(또는 슬롯)에서 순차적으로 진행될 수 있다. 따라서, 서브프레임(또는 슬롯) 내에서 하향 링크 데이터가 수신될 수 있고, 그 서브프레임(또는 슬롯) 내에서 상향 링크 확인 응답(ACK / NACK)이 전송될 수 도 있다. 이러한 서브프레임(또는 슬롯)의 구조를 자체-포함(self-contained)된 서브프레임(또는 슬롯)이라고 할 수 있다. 이러한 서브프레임(또는 슬롯)의 구조를 사용하면, 수신 오류난 데이터를 재전송하는 데 걸리는 시간이 줄어들어 최종 데이터 전송 대기 시간이 최소화될 수 있는 장점이 있다. 이와 같은 자체-포함(self-contained)된 서브프레임(또는 슬롯) 구조에서, 송신 모드에서 수신 모드로 또는 수신 모드에서 송신 모드로의 전이 과정에 시간 차(time gap)가 필요할 수 있다. 이를 위해, 서브 프레임 구조에서 DL에서 UL로 전환 할 때의 일부 OFDM 심볼은 보호 구간(Guard Period: GP)으로 설정 될 수 있다.
5G 시스템의 요구사항에는 크게 지연시간(Latency), 최대 전송속도(Peak Data Rate), 오류정정능력(Error Correction) 등이 있다. 이동 통신 서비스 뿐만 아니라, 초고해상도 미디어 스트리밍, 사물인터넷, 클라우드 컴퓨팅, 자율주행차량 등에 사용될 예정인 5G 는 여러 부분에서 LTE =의 시스템 요구사항보다 훨씬 높은 성능을 목표로 하고 있다.
5G는 LTE의 지연시간의 1/10 인 1ms 를 목표로 하고 있다. 이러한 짧은 지연시간은 자율주행차량 등 사람의 생명과 직관된 영역에서 중요한 지표로 작용한다. 5G 는 또한 높은 전송률을 목표로 하고 있다. LTE 대비 최대 전송률은 20 배, 체감 전송률은 10~100 배로 고화질 미디어 스트리밍 서비스와 같이 대용량 초고속통신을 충분히 제공할 수 있을 것으로 기대된다. 오류정정능력은 데이터 재전송률을 감소시켜 최종적으로 지연시간과 데이터전송률을 향상시킨다.
5G 채널 부호화 기법으로 먼저 터보 부호(Turbo code)와 극 부호(Polar code), 저밀도 패리티 체크 부호(LDPC code) 등이 고려되고 있다.
먼저, 터보 코드는 컨볼루션 부호를 병렬 연접하는 방식으로, 두 개 이상의 구성 부호화기에 같은 시퀀스의 서로 다른 배열을 적용하는 것이다. 터보 부호에서는 디코딩 방법으로 소프트 출력 반복 디코딩 방법을 이용한다. 터보 부호 디코딩의 기본 개념이 디코딩 기간 내에 각 비트에 대한 정보를 교환하여 이를 다음 디코딩에 이용함으로써 성능을 향상시키는 것이기 때문에 터보 부호의 디코딩과정에서는 소프트 출력을 얻는 것이 필요하다. 이러한 확률적 반복 디코딩 방식은 우수한 성능과 속도를 이끌어낸다.
다음으로, 저밀도 패리티 체크 부호(LDPC code)는 부호의 길이를 크게 함에 따라 비트당 오류 정정 능력은 향상되는 반면 비트당 계산 복잡도는 유지되는 LDPC 반복 디코딩 기법의 특성에 기인한다. 또한 병렬적으로 디코딩 연산을 수행할 수 있도록 부호의 설계가 가능하므로 긴 부호의 디코딩를 고속으로 처리할 수 있다는 장점이 있다.
마지막으로, 극 부호(Polar code)는 낮은 부호화 및 낮은 디코딩 복잡도를 가지며 일반적인 이진 입력 이산 무기억 대칭 채널에서 채널 용량에 달성하는 것이 이론적으로 증명된 최초의 오류 정정부호이다. 반복적인 디코딩(decoding) 프로세스를 사용하는 LDPC 부호, 터보 부호화는 대조적으로 극 부호는 연속 제거(successive cancelation; SC) 디코딩(decoding)과 리스트 디코딩(list decoding)을 결합하여 사용한다. 또한 병렬처리로 성능을 향상시키는 LDPC 부호와는 다르게 파이프라이닝을 통하여 성능을 향상시킨다.
도 5a는 극 부호의 기본 개념을 나타내고, 도 5b는 SC 디코더의 구조를 나타낸다.
도 5a를 참조하면, 서로 다른 입력 u1, u2는 서로 다른 채널을 겪게 되고 그로 인해 서로 다르게 x1, x2으로 출력된다. 이때, 만약 입력 u2는 상대적으로 좋은 채널을, 그리고 u1은 상대적으로 나쁜 채널을 통과하였다고 가정하자. 이때, 채널은 인코더의 영향을 의미한다. 이러한 도 4a의 구조가 반복되면, 좋은 채널을 통과하는 u2은 점점 좋아지고, 나쁜 채널을 통과하는 u1은 점점 나빠지는 형태가 되고 이는 도 4b와 같이 구조화할 수 있다. 이를 양극화(polarization) 부른다.
도 5b에 도시된 바와 같은 구조는 2x2 커널 매트릭스(kernel matrix)를 크로네커 곱(Kronecker product)하는 방식으로 생성할 수 있다. 따라서 자연수(예컨대, 2 또는 3)의 지수승 형태로 인코더가 만들어진다.
도 5b에서는 입력 u7이 겪는 채널은 입력 u0이 겪는 채널에 비하여 좋다고 가정된다. 즉, 일반적으로 큰 인덱스일수록 좋은 채널이라고 가정된다.
극 부호(Polar code)는 이러한 양극화 효과를 이용하여 좋은 채널 쪽에 데이터를 매핑하고, 나쁜 채널 쪽에는 프로즌 비트(frozen bit)(즉, 0과 같이 이미 알고 있는 비트 정보)를 매핑하는 방식을 의미한다.
이때, 부호화율(code rate)은 (데이터 비트의 개수) / (데이터 비트의 개수+frozen bit의 개수)로 결정된다.
<본 명세서의 개시>
앞서 설명한 바와 같이, 차세대 이동 통신 시스템에서 극 부호를 사용하려는 논의가 있었다. 즉, 도 3에 도시된 채널 인코딩 과정에 극 부호를 사용하려는 논의가 있었다. 그러나, 현재까지 극 부호를 사용하는 데에는 효율성이 떨어지는 문제점이 있었다.
따라서, 본 명세서의 개시는 채널 부호화 과정에서 극 부호를 효율적으로 사용할 수 있게 하는 방안들을 제시하는 것을 목적으로 한다. 보다 구체적으로, 본 명세서의 개시는 NR 시스템에서 선형 블록 부호(linear block code)를 사용할 경우 필요한 채널 부호화 체인(channel coding chain)의 설계 방안을 제안한다. 여기서, 상기 채널 부호화 체인의 범위는, 송신단이 전송하고자 하는 모든 정보 비트의 생성이 완료된 이후(예컨대, CRC 부가 포함)부터 레이트 매칭이 수행되기 이전까지의 동작들을 포함한다. 한편, 본 명세서는 극 부호를 중심으로 설명하나, 극 부호 이외에 차세대 시스템에서 사용가능한 다른 선형 블록 부호에도 적용 가능하다.
I. 제1 개시: 인터리빙을 이용한 채널 부호화 과정
본 명세서의 제1 개시에 따른 채널 부호화 과정은 인터리빙 과정을 포함할 수 있다. 본 명세서의 제1 개시에 따른 채널 부호화 과정은 상향링크 제어 채널(예컨대, PUCCH)을 통해 전송되는 UCI 및 상향링크 데이터 채널(예컨대, PUSCH)를 통해 전송되는 UCI(Uplink Control Information)에 대해서 적용될 수 있다. 또한, 본 명세서의 제1 개시에 따른 채널 부호화 과정은 하향링크 제어 채널(예컨대, PDCCH)을 통해 전송되는 DCI(Downlink Control Information)에 대해서 적용될 수 있다.
도 6은 본 명세서의 개시에 따른 데이터 전송 처리 과정을 나타낸 흐름도이다.
도 6을 도 3과 비교하여 참조하면, 제1 개시에 따라 제안되는 채널 부호화 과정(S620)은 충전 비트 삽입(filler bit insertion) 과정(S621), 인터리빙(Interleaving) 과정(S623), 생성 매트릭스(Generator matrix)을 이용한 부호화 과정(S625)을 포함할 수 있다.
도시된 CRC 부가 과정(S610)에서는, MAC 계층으로부터 데이터 비트들이 수신되면, 물리 계층은 상기 정보 비트들에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙여서 K개의 비트들(즉, a0, a1,…, aK-1)을 출력한다.
제1 개시에 따라 제안되는 채널 부호화 과정(S620)에 입력되는 정보 비트는 a0, a1,…, aK-1로서, 크기는 K일 수 있다. 이때 K는 CRC 부가 과정(S610)으로부터 출력된 정보 비트의 크기를 의미한다. 상기 충전 비트 삽입 과정(S621)에서는 입력되는 크기 K의 정보 비트(즉, a0, a1,…, aK-1)에 대해서 N-K개의 충전 비트가 추가된 후, 크기 N의 비트(b0, b1,…, bN-1)가 출력될 수 있다. 상기 충전 비트 삽입 과정(S621)으로부터 출력되는 크기 N의 비트(b0, b1,…, bN-1)는 인터리빙 과정(S623)으로 입력된다. 상기 인터리빙 과정(S623)의 출력 비트는 c0, c1,…, cN-1로서, 크기는 N일 수 있다. 상기 인터리빙 과정(S623)으로부터 출력되는 크기 N의 비트(c0, c1,…, cN-1)는 상기 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S625)으로 입력된다. 이때, N는 K와 목표 부호화율(target code rate)을 나타내는 R(=K'/N)에 의하여 결정될 수 있다. 예를 들어, N의 값이 사전에 정의된 세트, 즉 SN={N0, N1, … , Nmax} 내에서 선택 가능하도록 정해진 경우, K/R의 값에 가장 가까운 값이 N 값으로 선택되거나, K/R보다 큰 값들 중 가장 작은 값이 N으로 선택될 수 있다. 또는 N의 값은 M의 값에 의하여 결정될 수도 있다. 예를 들어, N의 값이 사전에 정의된 세트, 즉 SN={N0, N1,… , Nmax} 내에서 선택 가능하도록 정해진 경우, M의 값에 가장 가까운 값이 N의 값으로 선택되거나, M보다 큰 값들 중 가장 작은 값이 N의 값으로 선택될 수 있다.
한편, 상기 충전 비트 삽입(filler bit insertion) 과정(S621)에 대해서 보다 상세하게 설명하면 다음과 같다. 상기 충전 비트는 사전에 정의된 규칙에 의해 형성된 J 길이의 비트 스트링(bit string)일 수 있다. 상기 충전 비트는 송신단 및 수신단이 동일하게 알고 있을 수 있다. J>N-K인 경우, 비트 스트링 중 N-K개를 선택하여 충전 비트로 사용할 수 있다. 반면, J<N-K인 경우, 비트 스트링을 반복하여, N-K의 크기를 만족하는 충전 비트를 생성할 수 있다. 혹은, J<N-K인 경우, J 크기의 비트 스트링에 N-K-J 개의 0비트를 부가하여, N-K 크기의 충전 비트를 생성할 수도 있다. 만약 충전 비트를 생성하기 위한 비트 스트링이 별도로 지정되어 있지 않은 경우, 충전 비트는 모두 0의 값으로 채워질 수 있다. 이와 같이 생성된 N-K 크기의 충전 비트가 [j0, j1, … , jN-K-1]로 표현될 경우, 충전 비트 삽입 과정(S621)이 수행된 이후의 출력 비트는 하기와 같은 방안들 중 하나와 같을 수 있다. 표 1에 나타난 제1 방안은 입력 비트를 먼저 매핑한 이후 충전 비트를 채움으로써 출력 비트를 만드는 예를 나타내고, 표 2에 나타난 제2 방안은 충전 비트를 먼저 채운 이후, 입력 비트를 매핑함으로써, 출력 비트를 만드는 예를 나타낸다.
Set, i to 0 while ( i<N-1 ) if ( i < K ) bi = ai else if ( i≥≥K ) bi = ji-K end if i i+1 end while
Set, i to 0 while ( i<N-1 ) if ( i < N-K ) bi = ji else if ( i ≥≥ N-K ) bi = ai end if i i+1 end while
다음으로, 인터리빙 과정(S623)에 대해서 보다 상세하게 설명하면 다음과 같다. N 크기의 입력 신호의 순서는 사전에 정의된 패턴에 따라 재정렬된다. 인터리빙 과정(S623)에서 사용하는 패턴은 입력 비트의 크기인 N에 의하여 결정될 수 있다. 상기 패턴은 생성 매트릭스에 의하여 결정되는 각 비트의 입력 위치의 신뢰도가 높은 순서(또는 인덱스를 이용한 가중치 시퀀스의 크기 순서)로, 입력 비트의 순서를 정렬하기 위해 사용된다. 예를 들어, 인터리빙 과정(S623)은 입력되는 비트들을 인덱스의 오름 차순 순서로 높은 신뢰도의 채널 위치로 순차적으로 정렬한 후, 부호화 과정(S625)으로 출력할 수 있다. 즉, 인터리빙 과정(S623)은 입력되는 크기 N의 비트(b0, b1,…, bN-1)를 극 부호의 언프로즌(unfrozne) 위치 중에서 좋은 채널의 순서로 재정렬한 후, 크기 N의 비트(즉, c0, c1,…, cN-1)를 출력한다.
여기서 특정 N 크기에 대해서 인터리빙 과정(S623)의 패턴을 결정하는 시퀀스가 [wN,0, wN,1, … , wN,N -1]로 표현될 경우, 인터리빙 과정(S623)의 출력 비트는 아래의 표와 같이 생성될 수 있다.
Set, i to 0 while ( i<N-1 ) j = wN,i cj = bi i = i+1 end while
다음으로, 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S625)에 대해서 상세하게 설명한다. 상기 부호화 과정(S625)에서는 NxN 크기의 블록 부호(block code)를 이용하여 선형 결합(linear combination) 연산이 수행된다. 즉, 상기 부호화 과정(S625)에서는 N 크기의 입력 비트들에 대해 선형 결합 연산이 수행되어, N 크기의 출력 비트가 생성된다. 이때, Mi,n으로 정의되는 N개의 베이시스 시퀀스들(basis sequences)이 사용된다. 여기서, i는 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S625)의 입력 비트 인덱스를 나타내고, n은 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S625)의 출력 비트 인덱스를 나타낸다.
상기 부호화 과정(S625)은 mxm 커널 매트릭스(여기서, m은 2보다 큰 임의의 자연수)를 기반으로 하는 크로네커 곱(Kronecker product)을 이용한다. 이때 커널 매트릭스를 하나만 사용할 경우, 상기 부호화 과정(S625)에서 사용 가능한 크기인 N 들의 세트는 커널 매트릭스의 크기 m에 대하여 Sm,N={Nm,i = mi | 0<i≤≤nmax}와 같이 정의될 수 있다. 이때, nmax은 임의의 자연수로 Sm,N이 가질 수 있는 최대값 Nmax에 대하여 nmaxlogm(Nmax)을 의미한다.
만약 2x2 커널 매트릭스를 기반으로 하는 크로네커 곱을 이용하여, 상기 부호화 과정(S625)을 수행하는 경우, 베이시스 시퀀스는 다음과 같은 수식을 통해 생성될 수 있다.
Figure PCTKR2018000084-appb-M000001
상기 수식을 통해 발생된 베이시스 시퀀스는 테이블의 형태로 표현될 수 있다. 이에 대해서, 도 7을 참조하여 설명하기로 한다.
도 7은 N=32 크기의 베이시스 시퀀스의 예를 나타낸 테이블이다.
도 7에서는 편의상 N=32 크기의 베이시스 시퀀스들의 테이블을 나타내고 있으나, 이보다 더 큰 크기의 테이블 또한 상기 수식을 통하여 생성할 수 있다. 이와 같이 테이블의 형태로 N 크기의 베이시스 시퀀스들이 표현되어 있는 경우, 베이시스 시퀀스의 일부를 이용하여, N보다 작은 크기의 생성 매트릭스를 기반으로 부호화 과정(S625)을 수행할 수 있다. 예를 들어, N=16 크기의 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S625)을 수행하고자 할 경우, 도 7의 테이블에서 Mi,1~Mi,15의 시퀀스들을 선택하고 i=0~15까지의 인덱스를 선택할 수 있다.
상기 부호화 과정(S625)에서의 출력 비트는 다음과 같은 수식을 통해 생성될 수 있다.
Figure PCTKR2018000084-appb-M000002
II. 제2 개시: 순열 매트릭스(Permutation matrix)를 이용한 채널 부호화 체인
본 명세서의 제2 개시에 따른 채널 부호화 과정은 순열 매트릭스를 이용할 수 있다.
도 8은 본 명세서의 개시에 따른 데이터 전송 처리 과정을 나타낸 흐름도이다.
도 8을 도 3과 비교하여 참조하면, 본 명세서에서 제안되는 채널 부호화 과정(S820)은 생성 매트릭스(Generator matrix)를 이용한 부호화 과정(S821)을 포함할 수 있다.
제안하는 채널 부호화 과정(S820)에 입력되는 정보 비트는 a0, a1,…, aK-1로서, 크기는 K일 수 있다. 그리고, 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)으로 입력되는 비트의 크기는 K일 수 있다. 그리고 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)으로부터 출력되는 비트의 크기는 N일 수 있다. 이때 K는 채널 부호화 과정(S821)이 수행되기 이전의 정보 비트의 크기를 의미한다. 그리고, N는 K와 목표 부호화율(target code rate)을 나타내는 R(=K'/N)에 의하여 결정될 수 있다. 예를 들어, N의 값이 사전에 정의된 세트, 즉 SN={N0, N1, … , Nmax} 내에서 선택 가능하도록 정해진 경우, K/R의 값에 가장 가까운 값이 N 값으로 선택되거나, K/R보다 큰 값들 중 가장 작은 값이 N으로 선택될 수 있다. 또는 N의 값은 M의 값에 의하여 결정될 수도 있다. 예를 들어, N의 값이 사전에 정의된 세트, 즉 SN={N0, N1,… , Nmax} 내에서 선택 가능하도록 정해진 경우, M의 값에 가장 가까운 값이 N의 값으로 선택되거나, M보다 큰 값들 중 가장 작은 값이 N의 값으로 선택될 수 있다.
생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)에 대해서 설명한다. KxN 크기의 블록 부호(block code)를 이용하여 선형 결합(linear combination) 연산이 수행된다. 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)에서는 K 크기의 입력 비트들에 대해 선형 결합 연산이 수행되어, N 크기의 출력 비트가 생성된다. 이때, Gi,n으로 정의되는 N개의 베이시스 시퀀스들(basis sequences)이 사용된다. 여기서, i는 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)의 입력 비트 인덱스를 나타내고, n은 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)의 출력 비트 인덱스를 나타낸다.
상기 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)은 mxm 커널 매트릭스(여기서, m은 2보다 큰 임의의 자연수)를 기반으로 하는 크로네커 곱(Kronecker product)을 이용하여 생성되는 매트릭스 M과 순열 매트릭스 P의 조합을 이용할 수 있다. 이때, M은 NxN에 의해 얻어질 수 있으며, P는 KxN에 의해서 얻어질 수 있다. 상기 부호화 과정(S821)에서 사용되는 매트릭스 G는 다음과 같이 상기 매트릭스 M과 P를 이용하여 얻어질 수 있다.
Figure PCTKR2018000084-appb-M000003
이때 커널 매트릭스를 하나만 사용할 경우 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)에서 사용 가능한 크기인 N 들의 세트는 커널 매트릭스의 크기 m에 대하여 Sm,N={Nm,i = mi | 0<i≤≤nmax}와 같이 정의될 수 있다. 이때, nmax은 임의의 자연수로 Sm,N이 가질 수 있는 최대값 Nmax에 대하여 nmaxlogm(Nmax)을 의미한다.
만약 2x2 커널 매트릭스를 기반으로 하는 크로네커 곱을 이용하여 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)을 수행하는 경우, 베이시스 시퀀스는 다음과 같은 수식을 통해 생성될 수 있다.
Figure PCTKR2018000084-appb-M000004
순열 매트릭스 P는 크로네커 곱을 이용한 매트릭스 M의 각 행(row)의 인덱스를 섞기(shuffling)위한 목적으로 그리고 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)에서 사용할 베이시스 시퀀스를 생성하기 위한 목적으로 설계될 수 있다. 순열 매트릭스 P에 대한 선택은 상기 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)으로 입력되는 비트의 크기 K와 출력 비트의 크기 N에 의해 결정될 수 있다. 상기 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)에서 사용 가능한 출력 비트의 크기인 N들의 세트가 SN 라면, SN 내의 모든 N에 대하여 결정된 NxN 크기의 매트릭스 PT가 사용될 수 있다. PT는 각 행(row)와 열(column)에 하나의 1을 갖고 있으며 나머지 값들은 모두 0의 값을 갖도록 만들어질 수 있다. 이는 만약 PT의 i번째 행(row)에서 1의 값이 j번째 열(column)의 위치에서 나타나는 경우, G의 i번째 행(row)는 M의 j번째 행(row)에 의하여 만들어짐을 의미할 수 있다 PT에서 1의 위치는 크로네커 곱를 이용한 매트릭스 M의 행 인덱스 측면에서의 신뢰도가 높은 순서(또는 행 인덱스를 이용한 가중치 시퀀스의 크기 순서)를 이용할 수 있다. 예를 들어, PT의 행 인덱스의 오름차순의 순서로 매트릭스 M의 행 인덱스 측면에서 신뢰도가 높은 인덱스부터 순차적으로 1의 값을 갖도록 열 인덱스를 결정하도록 정할 수 있다. 예를 들어, 8x8 크기의 PT를 구성할 경우 다음과 같은 형태로 설계될 수 있다.
Figure PCTKR2018000084-appb-M000005
정해진 N의 크기에 의하여 선택된 PT를 이용하여 P를 만들기 위해, PT에서 K개의 행을 선택할 수 있다. 구체적으로, PT의 행 인덱스 0부터 오름차순의 순서로 K개의 행을 선택할 수 있다.
순열 매트릭스 P는 상기 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)에서 입력 비트에 대해 연산이 수행될 매트릭스 M의 인덱스를 지시하기 위한 시퀀스의 형태로 표현될 수 있다. 예를 들어, p-i가 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)의 i 번째 인덱스가 선택할 매트릭스 M의 인덱스를, 표현한다고 할 때, 순열 매트릭스를 표현하는 K 길이의 시퀀스 벡터 pK는 다음과 같이 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2018000084-appb-M000006
시퀀스 벡터 pK는 PT의 전체 인덱스를 표현하는 시퀀스 벡터 pT에서 K개의 요소(element)를 선택하여 사용하는 형태가 될 수 있다. 예를 들어, 행 인덱스 0부터 오름차순의 순서로 K개의 요소를 선택할 수 있다.
그러면, 상기 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정(S821)에서의 출력 비트는 다음과 같이 생성될 수 있다.
Figure PCTKR2018000084-appb-M000007
III. 제3 개시: 인터리빙 패턴 또는 순열 매트릭스 패턴 설계
제1 개시의 인터리빙 패턴과, 제2 개시의 순열 매트릭스의 패턴을 설계하는 방법은 일반적으로 정보 비트가 사용할 코드워드(codeword)를 최적화하여 선택하는 코드워드 패턴의 설게 문제로 볼 수 있다. 따라서 이후 설명에서는 편의상 인터리빙 패턴과 순열 매트릭스의 패턴을 지칭하는 용어로 코드워드 패턴을 사용한다. 제3 개시에서 다루고 있는 코드워드 패턴 설계 조건은 인터리빙 패턴이나 순열 매트릭스의 패턴을 설계하기 위한 목적으로 제안되었으나, 제3 개시에서 제안되는 내용은 다른 선형 블록 부호를 이용한 채널 부호화 과정에서 일반적으로 적용될 수 있다.
N의 크기에 따라 최적의 성능을 얻을 수 있는 코드워드 패턴은 서로 다를 수 있다. 따라서 사용 가능한 코드워드 패턴은 N의 크기에 의하여 결정될 수 있다. 만약 코드워드 패턴이 테이블 형태로 주어질 경우, 사용 가능한 N의 개수는 메모리 문제 등으로 인하여 제약될 수 있다. 반면 레이트 매칭 과정의 출력 비트의 크기 M과 코드워드 패턴의 크기 N이 일치하지 않는 경우, 최적의 성능을 보장할 수 없다. 따라서 레이트 매칭 과정에서 펑처링(puncturing)과 반복(repetition)이 적용되는 M의 구간에서 성능의 열화가 크게 발생하지 않도록, 사용 가능한 N의 개수가 정해져야 한다.
제안하는 채널 부호화 과정에서 N의 값은 임의의 정수 n에 대하여 N=mn을 만족하는 값을 포함하도록 정해질 수 있다. 이때 m은 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정에서 이용되는 커널 매트릭스의 크기에 의해 결정될 수 있다. 예를 들어, 커널 매트릭스의 크기가 2인 경우, N은 2의 지수승의 형태로 표현되는 값들을 포함할 수 있다. 이와 같은 방법으로 N을 정할 경우, 코드워드 패턴의 설계는 밀도 진화(density evolution)와 같은 방법을 통해 결정할 수 있다. 이때 밀도 진화는 NxN 크기의 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정을 기준으로 수행될 수 있다. 도 9에는 2의 지수승 형태의 N에 대하여 코드워드 패턴에 대한 테이블을 나타나 있다.
한편, N의 값은 N=mn 이외의 값들을 포함하도록 정할 수 있다. 이는 레이트 매칭 과정에서 과도한 펑처링이나 반복으로 인한 성능의 열화를 줄이기 위한 목적일 수 있다. 일례로 임의의 n 값에 대하여 mn과 mn+1 사이에는 하나 이상의 N의 값이 존재할 수 있다. 이와 같은 방법으로 N을 정할 경우 코드워드 패턴은 펑처링 패턴을 고려한 밀도 진화와 같은 방법을 통해 결정될 수 있다. 이때 펑처링 패턴을 고려한 밀도 진화는 N 이 mn< N<mn+1을 만족하는 경우 mn+1x mn+1 크기의 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정에서 mn+1-N 개의 열이 펑처링된 형태를 기준으로 수행될 수 있다. 도 10에는 m=2를 고려하고 N=(mn+mn+1)/2를 만족하는 경우들의 코드워드 패턴들에 대한 테이블을 나타낸다.
한편, 상기 기술된 방법들에 따라 사용 가능한 N의 값들을 정하고, 각 N에 따른 코드워드 패턴이 결정되어 있는 경우, N의 값과 이에 해당되는 코드워드 패턴은 레이트 매칭 과정의 출력 비트의 크기 M에 의해 결정될 수 있다. M보다 큰 값 중 가장 작은 값이 N의 값으로 선택될 수 있다. 예를 들어, 사용 가능한 N들의 세트가 SN={16, 24, 32, 48, 64, 96, 128, 192, 256}인 경우, M=80일 경우 사용하는 N의 값은 96이 될 수 있다. 또는 각 N의 값을 선택할 수 있는 M의 구간이 정해져 있을 수 있다. 예를 들어, 사용 가능한 N들의 세트가 SN={16, 24, 32, 48, 64, 96, 128, 192, 256}일 경우 N=96을 사용하는 M의 구간은 80<M≤112로 정할 수 있다.
제안하는 채널 부호화 스킴의 구조에서 N의 값은 임의의 정수 n에 대하여 N=mn을 만족하는 값을 갖도록 정해질 수 있다. 또한, 각 N에 해당하는 코드워드 패턴이 레이트 매칭 과정의 출력 비트의 크기 M 값의 구간에 따라 하나 이상이 존재하도록 설계할 수도 있다. 이 경우 인터리빙 과정으로 입력되는 비트의 크기는 mn을 만족하도록 정해질 수 있다. 그리고, 사용할 N의 크기와 코드워드 패턴을 선택하는 기준은 M에 의하여 결정될 수 있다. 예를 들어, m=2의 값을 갖는 커널 매트릭스를 사용하는 경우, 사용 가능한 N들의 세트는 SN={16, 32, 64, 128, 256}으로 정해질 수 있다. 이때 선택하고자 하는 N의 크기는 사전에 정의된 M과 N의 관계를 사용하여 결정될 수 있다. 예를 들어, 도 11에 도시된 테이블을 이용하여 MMIN<M≤≤MMAX을 만족하는 N의 값과 코드워드 테이블을 결정할 수 있다. 도 11에서 모드는 M의 값에 따라 사용할 테이블의 인덱스를 지시하기 위한 파라미터이다. 예를 들어, 도 11의 예시에서 두 개의 서로 다른 레이트 매칭 과정의 출력 비트 크기가 M1=60과 M2=40인 경우에, 인터리빙 과정 크기 N=64을 공유하지만 서로 다른 코드워드 패턴의 모드를 갖게 된다. 도 12에는 N=64의 경우, M의 크기에 따라 결정된 모드에 따라 선택할 수 있는 코드워드 패턴에 대한 테이블을 나타나 있다.
한편, 하나의 N 값에 대응되는 코드워드 패턴이 하나 이상일 수 있다. 이는 동일한 N값을 사용하는 경우에도, 코드워드 패턴의 최적화된 형태가 디코딩 방식에 따라 서로 다를 수 있는 경우를 고려하기 위함이다. 예를 들어, 연속 제거 디코딩(successive cancelation decoding) 방식과 연속 제거 리스트 디코딩(successive cancelation list decoding) 방식, 그리고 ML(Maximum-likelihood) 디코딩 방식에 최적화된 코드워드 패턴의 최적화된 형태는 서로 다를 수 있다. 또는 동일한 N 값을 사용하는 경우에도, 목표 부호화율(target code rate) 또는 목표 SNR 값이 다를 경우 최적화된 코드워드 패턴이 서로 다를 수 있는 경우를 고려하기 위함일 수 있다. 예를 들어, 밀도 진화(density evolution)를 사용하여 코드워드(codeword) 패턴을 설계하는 경우에, 1/3 부호화율(code rate)을 기준으로 선택한 코드워드 패턴과 1/6 부호화율을 기준으로 선택한 코드워드 패턴은 서로 다를 수 있다. 이와 같은 상황을 고려하기 위해 코드워드 패턴의 최적화된 형태는 하나의 N에 대하여 다수개가 존재할 수 있다. 예를 들어, 주어진 N 에 대하여 코드워드 패턴의 의 설계는 펑처링 패턴이 고려된 밀도 진화 방식과 생성 매트릭스에 의한 부호화 과정을 고려한 최소 거리를 최대화 하는 방식을 통한 두가지 방식으로 수행될 수 있다. 또 하나의 일례로 주어진 N에 대하여 코드워드 패턴의 설계는 하나 이상의 목표 SNR을 고려하여 설계될 수 있다. 도 13에는 N=128인 경우에 사용 가능한 코드워드 패턴들의 일례가 나타나 있다.
예시와 같이 특정 N 값에 대해 하나 이상의 코드워드 패턴이 존재하는 경우, 디코딩 방식, 목표 부호화율 및/또는 목표 SNR 등의 조건에 따라 하나의 코드워드 패턴을 결정하여 사용할 수 있다.
만약 정해진 N에 대하여 하나 이상의 코드워드 패턴이 존재하는 경우, 기지국은 RRC 시그널이나 시스템 정보와 같은 방법을 통해 UE에게 어떠한 코드워드 패턴을 사용해야 하는지에 대한 정보를 알려줄 수 있다. 만약 RRC 시그널이나 시스템 정보를 통한 별도의 정보가 없을 경우, UE는 특정 방법을 기본으로 사용하여, 코드워드 패턴을 결정할 수 있다. 마찬가지로, UE가 RRC 시그널이나 시스템 정보를 읽기 위해(즉, 디코딩하기 위해) 사용하는 코드워드 패턴은 특정 기본 값에 기초하여 결정할 수 있다. 또는 기지국은 코드워드 패턴을 DCI와 같은 형태를 사용하여 UE에게 알려줄 수도 있다. 이 경우 PDCCH를 모니터링하는 공용 검색 공간(common search space)에 대해서는 기본으로 설정된 코드워드 패턴이 사용될 수 있다. 또는 2 단계 DCI와 같은 구조가 사용될 경우, UE는 1st 단계의 DCI에 대해서는 기본으로 설정된 코드워드 패턴을 사용하고, 2nd 단계의 DCI에 대해서는 상기 1st 단계 DCI를 통해서 획득되는 설정 정보에 기반하여 결정되는 코드워드 패 턴을 사용할 수 있다. 즉, 상기 1st 단계 DCI를 통해서 획득되는 설정 정보는 2nd 단계의 DCI에 대한 코드워드 패턴에 대한 정보를 포함할 수 있다.
한편, UE는 사용 가능한 코드워드 패턴이 제한되어 있을 수 있다. 이 경우, UE는 기지국에게 자신의 성능/능력(capability)를 보고할 수 있다. 상기 보고는 랜덤 액세스 절차(즉, RACH 절차)의 과정에서 첫 번째 메시지(즉, 랜덤 액세스 프리앰블) 또는 세번째 메시지(즉, PUSCH)를 통해 수행될 수 있다. 이때 첫 번째 메시지 및 세번째 메시지의 전송에서 사용되는 코드워드 패턴은 사전에 정의된 기본 값을 기준으로 결정될 수 있다. 또한 경쟁 기반 전송(contention based transmission)을 사용하고자 하는 UE가 자신의 성능/능력을 보고하기에 필요한 자원이 충분하지 않은 경우 별도의 보고를 수행하지 않고, 기본 값으로 지정된 코드워드 패턴을 사용할 수도 있다.
지금까지 설명한, 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 구체적으로는 도면을 참조하여 설명하기로 한다.
도 14는 본 명세서의 개시가 구현되는 무선통신 시스템을 나타낸 블록도이다.
기지국(200)은 프로세서(processor, 201), 메모리(memory, 202) 및 송수신부(또는 RF(radio frequency)부, 203)을 포함한다. 메모리(202)는 프로세서(201)와 연결되어, 프로세서(201)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. 송수신부(또는 RF부)(203)는 프로세서(201)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 프로세서(201)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 전술한 실시 예에서 기지국의 동작은 프로세서(201)에 의해 구현될 수 있다.
무선 기기(예컨대 NB-IoT 기기)(100)는 프로세서(101), 메모리(102) 및 송수신부(또는 RF부)(103)를 포함한다. 메모리(102)는 프로세서(101)와 연결되어, 프로세서(101)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. 송수신부(또는 RF부)(103)는 프로세서(101)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다. 프로세서(101)는 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다.
프로세서는 ASIC(application-specific integrated circuit), 다른 칩셋, 논리 회로 및/또는 데이터 처리 장치를 포함할 수 있다. 메모리는 ROM(read-only memory), RAM(r om access memory), 플래쉬 메모리, 메모리 카드, 저장 매체 및/또는 다른 저장 장치를 포함할 수 있다. RF부는 무선 신호를 처리하기 위한 베이스밴드 회로를 포함할 수 있다. 실시예가 소프트웨어로 구현될 때, 상술한 기법은 상술한 기능을 수행하는 모듈(과정, 기능 등)로 구현될 수 있다. 모듈은 메모리에 저장되고, 프로세서에 의해 실행될 수 있다. 메모리는 프로세서 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서와 연결될 수 있다.
상술한 예시적인 시스템에서, 방법들은 일련의 단계 또는 블록으로써 순서도를 기초로 설명되고 있지만, 본 발명은 단계들의 순서에 한정되는 것은 아니며, 어떤 단계는 상술한 바와 다른 단계와 다른 순서로 또는 동시에 발생할 수 있다. 또한, 당업자라면 순서도에 나타낸 단계들이 배타적이지 않고, 다른 단계가 포함되거나 순서도의 하나 또는 그 이상의 단계가 본 발명의 범위에 영향을 미치지 않고 삭제될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (15)

  1. 채널 인코딩을 수행하는 방법으로서,
    정보 비트를 인터리빙 하는 단계와; 그리고
    상기 인터리빙된 정보 비트를 극 부호(polar code)로 인코딩하는 단계를 포함하고,
    상기 정보 비트는 인터리빙 패턴에 따라 인터리빙되는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 인터리빙 패턴은 N의 값에 따라 결정되고,
    상기 N은 상기 정보 비트의 크기를 나타내는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 인터리빙 패턴은 테이블 형태로 미리 정의되어 있는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 정보 비트는 신뢰도의 올림 차순으로 재정렬되는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 정보 비트가 크기 K인 경우, 상기 인코딩 이후에 출력되는 비트는 크기 N인 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 정보 비트는 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)의 UCI(Uplink Control Information)을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제1항에 있어서, 상기 정보 비트는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)의 UCI을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제1항에 있어서, 상기 정보 비트는 하향링크 제어 채널의 DCI(Downlink Control Information) 또는 하향링크 데이터 채널의 데이터를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 채널 인코딩을 수행하는 단말로서,
    송수신부와;
    상기 송수신부를 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는
    정보 비트를 인터리빙 하는 과정과; 그리고
    상기 인터리빙된 정보 비트를 극 부호(polar code)로 인코딩하는 과정을 수행하고,
    상기 정보 비트는 인터리빙 패턴에 따라 인터리빙되는 것을 특징으로 하는 단말.
  10. 제9항에 있어서, 상기 인터리빙 패턴은 N의 값에 따라 결정되고,
    상기 N은 상기 정보 비트의 크기를 나타내는 것을 특징으로 하는 단말.
  11. 제9항에 있어서, 상기 인터리빙 패턴은 테이블 형태로 미리 정의되어 있는 것을 특징으로 하는 단말.
  12. 제9항에 있어서, 상기 정보 비트는 신뢰도의 올림 차순으로 재정렬되는 것을 특징으로 하는 단말.
  13. 제9항에 있어서, 상기 정보 비트가 크기 K인 경우, 상기 인코딩 이후에 출력되는 비트는 크기 N인 것을 특징으로 하는 단말.
  14. 제6항에 있어서, 상기 정보 비트는 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)의 UCI(Uplink Control Information)을 포함하는 것을 특징으로 하는 단말.
  15. 제9항에 있어서, 상기 정보 비트는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)의 UCI을 포함하는 것을 특징으로 하는 단말.
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