JP4291410B2

JP4291410B2 - 高速データ転送エンコーダ、デコーダ、システム、エンコード方法および復号方法

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Publication number: JP4291410B2
Application number: JP51778596A
Authority: JP
Inventors: ブレントタウンシェンド、
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Priority date: 1994-12-09
Filing date: 1995-12-04
Publication date: 2009-07-08
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Description

発明の背景
本発明の分野は、一般的にデータ通信装置に関する。特に、電話回線を介してディジタル・データを伝送するための装置に関する。
データ通信は、今日の社会の多様な面において重要な役割を果たす。銀行業務、ファクシミリ、コンピュータ・ネットワーク、リモート・データベース・アクセス、クレジットカードの照会等、その他種々の適用は、迅速なディジタル情報の送受信機能に依存している。この伝送速度がこれらサービスの質に直接影響し、多くの場合、アプリケーションは、ある臨界的な基礎をなす能力なしには実行不可能である。
最低のレベルで、ディジタル・データトラフィックの多くは、電話システムを介して、搬送される。コンピュータ、ファクシミリおよびその他の装置は、通常の電話接続または多くの同じ特性を共有する専用回線を介して相互に通信する。いずれの場合においても、まず、データを、本来、ボイス伝送のために設計されている電話システムとコンパティブルな形式に変換しなければならない。。受信端において、電話信号は、再びデータ・ストリームに変換されなければならない。前記２つの変換は、通常、モデムによって行われる。
モデムは、前記の必要に対応する２つの処理を行う。１つは、変調処理である。これは、データ・ストリームを電話システムによる搬送が可能なオーディオ信号に変換する。もう１つは、復調処理である。これは、オーディオ信号を受け取り、データ・ストリームを再構成する。一組のモデム（各接続端に一つづつ）は、２点間の双方向通信を可能にする。オーディオ信号の制約は、モデムを用いたデータ伝送速度が制限される。この制約には、制限された帯域幅と、雑音および漏話によるデータの劣化が含まれる。一般的に、電話システムは、300Hz〜3,400Hzの範囲の周波数の信号しか搬送できない。この範囲以外の信号は、急激に減衰する。この範囲は、人間の声の大部分をカバーするので、電話システムの設計に組み込まれた。しかしながら、チャネルの帯域幅は、到達可能なデータ・レートの最大値を決定する要素の１つである。その他の要素を一定にすると、データ・レートは、帯域幅に直接比例する。
もう１つの要素は、オーディオ信号または通信端末が制御することはできない、他の信号のひずみである。これは、電話システムによって運ばれている他の信号のピックアップ（漏話）、電気的雑音、および信号をある形式から他の形式に変換することによって生じる雑音を含む。変換時に生じる雑音の詳細については、後述する。
一般的に、モデムは、大抵の電話接続を介して動作できるように設計されている。したがって、モデムは、最悪の場合を想定して設計されていなければならない。つまり、制限された帯域幅、除去できない重大な雑音を考慮に入れなければならない。このような状況においても、近年、モデムの設計に実質的な改良がなされてきた。現在は、28,800bit/sまでのスピードで動作できる装置が一般に入手可能である。国際電気通信連合、電気通信規格化セクタ（ITU-T）：「Recommendation V.34」、スイス、ジュネーブ（１９９４）を参照のこと。しかしながら、チャネルの帯域幅および雑音レベルに基づく理論は、最大可能速度は、ほぼ獲得され、与えられた条件では、これ以上のスピードアップは不可能であること示す。これは、C.E.Shannon：「通信に関する数理理論（A Mathematical Theory of Communication）」、Bell System Technical Journal,27：379-423,623-656（１９４８）に議論されている。
30,000bit/s（または3,600バイト／秒）近い速度により、多くのデータ通信アプリケーションが可能になるが、あいにく、従来のモデム伝送は、まだ、全ての利用において十分な速さとはいえない。これらの速度では、テキスト伝送は高速で、ディジタル化音声のような低質のオーディオでは許容範囲である。しかしながら、ファクシミリまたは静止画像の伝送には遅く、良質のオーディオは限定され、動画ビデオには、満足のいくものではない。つまり、必要とされるのは、より高いデータ伝送能力である。これは、新しいアプリケーションの前提であり、多くの既存のアプリケーションのパフォーマンスを向上するために不可欠なものである。
もちろん、電話会社、ケーブルテレビのプロバイダ等は、データ伝送の必要性に気づいている。ビジネスユーザおよび個人ユーザに高速データ接続を供給する方法の１つは、エンド・ツー・エンドのディジタル接続を提供し、モデムの追加を不要にすることである。このようなサービスの提供として、サービス統合ディジタル網（ＩＳＤＮ）がある。国際電気通信連合、電気通信規格化セクタ（ITU-T）：「サービス統合ディジタル網（ＩＳＤＮ）」、Recommendation I.120、スイス、ジュネーブ（１９９３）と、John Landwehr：「黄金の接続：グローバルディジタル電話網（The Golden Splice：Beginning a Global Digital Phone Network）」、Northwestern University（１９９２）を参照のこと。ＩＳＤＮは、既存のアナログローカル・ループを160,000bit/sのディジタル接続に置き換える。長距離および局間のトラフィックの多くは、すでにディジタルで伝送されているので、このディジタルローカル・ループは、エンド・ツー・エンドのディジタルボイス、コンピュータ・データまたは他のタイプの情報伝送のために用いることができる。しかしながら、ローカル・ループ上でこのデータ伝送レートを実現するためには、特別な装置を回線の両端に設置しなければならない。確かに、現在、電話網全体は、ボイス伝送網から汎用データ伝送サービスへの変貌を遂げつつあり、ここでは、音声は、データのある特定の形式に過ぎない。
一旦設置されれば、各ベーシックＩＳＤＮリンクは、２つの64,000bit/sのデータチャネルおよび１つの16,000bit/sの制御チャネルを提供し、呼接続時間を低減し、他の利益をもたらす。このレートでは、ファクシミリおよび静止画像伝送は、ほぼ即時に行われ、良質のオーディオ伝送も可能になり、リモート・コンピュータ接続も５倍の速度増により利益を受ける。動画ビデオの伝送も改善される。
ＩＳＤＮの弱い面は、その利用可能性、すなわち、その不足にある。ＩＳＤＮを用いるためには、ユーザの電話局は、ＩＳＤＮサービスを提供できるようにアップグレードされなければならず、ユーザは、屋内装置（例えば、電話）をディジタル装置に取り替えなければならない。さらに、電話局に対する個別の回線インタフェースは、ディジタル・データ・ストリームを伝送するために修正されなければならない。すべての電話と電話局間の何百万ものアナログ接続をディジタル・リンクに変更するこの最後のステップは、膨大である。したがって、ＩＳＤＮの展開は遅々として進まず、通信可能範囲は散在することが予想される。田舎や人口の少ない地域では、ＩＳＤＮサービスは享受できないかもしれない。
高速データ通信サービスを供給できるもう一つの既存のインフラ・ストラクチャは、ケーブル・テレビ・システムである。低帯域幅のより線対配線を介して、ユーザに接続する電話システムと異なって、ケーブルシステムは、大部分の住宅に高帯域幅接続性を提供する。この配線の使用されていない容量により、１０Mbit/s、更には、１００Mbit/sのデータ・レートを提供できるであろう。これは、動画ディジタル・ビデオを含む前記サービスのすべてに対して十分である。しかしながら、ケーブルシステムには重大な問題があり、それは、そのネットワーク・アーキテクチャである。電話システムは、ポイント・ツー・ポイント接続を提供する。すなわち、各ユーザは、そのユーザの接続の全容量を使用でき、その接続を他のユーザと共有することはなく、他のユーザの使用によって直接影響を受けることはない。一方、ケーブルシステムは、ブロードキャスト接続を提供する。同じ信号が各ユーザの接続に現れるので、接続の全容量がすべてのユーザに共有される。したがって、トータルの容量は大きいが、サービスを必要とするユーザの数で分割される。このアーキテクチャは、すべてのユーザが同じデータを必要とする場合、つまり、ケーブル・システムの本来の設計目的である、テレビジョン配信の場合には、非常に有効である。しかし、異なるデータを必要とするユーザ群にとっては有効ではない。大都市圏においては、各ユーザが利用できるデータ容量は、ＩＳＤＮまたはモデム接続を介するものよりはるかに少ないであろう。
多数のユーザに高速データ接続を提供するためには、ケーブル・システムを修正して、少ない人口でケーブル帯域幅を実際上共有するユーザ人口の種々のセグメントを分離するようにできる。しかしながら、ＩＳＤＮと同様、この方法も莫大な時間とコストがかかる。
モデムを設計するのに使われる手法は、何十年も変わっていない電話システムのモデルに大きく基づいている。すなわち、モデムは、有限の帯域幅（400〜3,400Hz）および信号レベルより下で30dBのオーダーの追加雑音成分を有するアナログチャネルである。しかしながら、電話システムの大部分は、局間通信のため、アナログ波形のサンプリング表現のディジタル転送を用いている。各電話局では、アナログ信号が64,000bit/sのパルス符号変調（ＰＣＭ）信号に変換される。受信局は、加入者回線にのせる前に、アナログ信号を再構成する。この処理によって生じる雑音は、一次近似で、アナログ・システム上で見られる雑音に類似しているが、雑音源は、全く異なる。これは、K.Pahlavan,J.L.Holsinger：「高速モデムのパフォーマンスにおけるＰＣＭコンパンダのためのモデル（A Model for the Effects of PCM Compandors on the Performance of High Speed Modems）」、Globecom ’85,p.758-762を参照のこと。ディジタル・スイッチングを用いる電話接続上の雑音の多くは、アナログ波形をディジタル表現に変換するのに必要なＡ／Ｄ変換器による量子化が原因で生じる。
前記のとおり、大抵の電話接続は、電話局間を64,000bit/sのレートでディジタル伝送される。さらに、ＩＳＤＮサービスは、ローカル・ループ上を、このレート以上で伝送できることを示す。これらの要素を利用する伝送方法を設計できることが示唆されている。Kalet他は、図２に示すシステムを仮定し、ここでは、伝送端が適正なアナログ・レベルおよびタイミングを、送信側の電話局で行われるＡ／Ｄ変換が、量子化のエラーを起さないように選択する。I.Kalet,J.E.Mazo,B.R.Saltzberg：「ＰＣＭオーディオ帯域チャネルの容量（The Capacity of ＰＣＭ Voiceband Channels）」、IEEE International Conference on Communication ’93,p.507-511、スイス、ジュネーブ（１９９３）参照のこと。J.E.Mazoの数学的結果を利用することによって、通信パスの第２のローカル・ループの受信端で利用できるアナログ・レベルのみを使って、ディジタル・サンプルを再構成することは理論上可能であると推測される。これは、J.E.Mazo,”Faster-Than-Nyquist Signaling、Bell System Technical Journal,54：1451-1462（１９７５）を参照のこと。結果としてのシステムは、56,000bit/s〜64,000bit/sのデータ・レートを得ることができる。この方法の欠点は、これは理論上の可能性にすぎず、実現可能かもしれないし、実現できないかもしれないことである。Kalet他は、「これは、困難な実施上の問題であり、我々は、合理的な解決法が可能であるかどうかを推測できるにすぎない」と述べている（同書、p.510）。
前記問題の従来の解決法の例は、Ohtaの米国特許第5,265,125および第5,166,955に記載されている。Ohtaは、通信チャネルを介して伝送されるＰＣＭ信号または記憶媒体から再生されたＰＣＭ信号を再構成する装置について開示している。これらの特許は、文献において豊富な、いくつかの従来技術を例示し、ひずみチャネルを通過した多価信号を再構成することの一般的な問題を扱っている。例えば、Richard D.Gitlin,Jeremiah F.Haye,Stephen B.Weinstein：「データ通信の原理（Data Communications Principles）」、Plenum（１９９２）も参照のこと。しかしながら、このような従来技術は、非線形量子化器からの出力を取り扱う方法の適用について考慮していない。また、電話ローカル・ループを通過したディジタル・データのデコードの問題も扱っていない。さらに、ＰＣＭ信号が２つ以上の値をとる場合、ＰＣＭデータからのサンプリング・レート・クロックを再構成する問題は自明ではない。例えば、Ohtaの特許では、バイナリ入力信号に依存するシンプル・クロック回復方法が、用いられている。このタイプのクロック回復は、電話システムで用いられる多価符号では使うことができない。時間のドリフトと回線状態の変化に対する補償は、適応システムの使用を必要とするが、先行技術のＰＣＭ再構成は、これを含まない。
このように、必要とされ、望まれるデータ通信容量と利用できるデータ通信容量との間には現在、深刻な不均衡がある。既存のモデムは、適当な容量を提供せず、新しいディジタル接続による解決が一般的になるにはまだ数年かかる。既存のインフラ・ストラクチャをＩＳＤＮの能力を有するように再整備するのは、大変な作業であり、一般に普及するのに１０年かかるであろう。データ伝送の新しい方法は、多くの現在のアプリケーションに大いに寄与し、新しい方法がなければ、インフラ・ストラクチャがニーズに追いつくまで待たなければならない、いくつかの新しいサービスを利用できるようにする。
したがって、既存の電話回線上を高レートでデータを受信する能力を提供するデータ転送の新しいシステムを提供する必要がある。
また、ディジタル電話システム（ＩＳＤＮ等）のために設計された、システム、装置およびアプリケーションをアナログ接続で使うことを可能にする改良されたデータ転送システムのニーズもある。
コストがかかる全加入者回線のリプレースが不要な、電話システムのディジタル・インフラ・ストラクチャを利用できるデータ転送の改良されたシステムのニーズもある。
良質のディジタル・オーディオ、音楽、ビデオ、その他のマテリアルを消費者に分配する手段を提供するため、高速通信システムを構築することが望ましい。このような改良されたデータ転送システムは、オン・デマンド、個人向け情報、データ、その他のディジタル・マテリアルを多数のユーザに分配する手段を提供するのに有利である。
商業的利用、例えば、ファクシミリ、ＰＯＳシステム、リモート在庫管理、クレジットカードの照会、広域コンピュータ・ネットワーク等のためにスループットを増やせる改良された高速通信システムのニーズもある。
発明の要約
本発明のひとつの態様は、既知のモデムまたは従来のデータ転送方法より高速のレートで、既存の電話接続を介して、データを伝送するシステムから構成される。本発明は、以下の２つの観察を利用することによって、従来の方法に比べて著しい改善が達成できる。
１．基礎となる電話システムは、ＰＣＭ伝送を用いるディジタルである。
２．高データ・レートは、一方向のみに必要とされ、そのソースは、電話システムにダイレクトなディジタル・アクセスを有する。
本発明のひとつの態様は、前記観察を利用して、従来システムで以前に得られたレートより高速でデータを伝送できる。上記第２の観察は、モデムの最大利用を、サーバからの情報にアクセスし、情報を取り出すことに向けている。さらに、本発明は、特に、データベース・アクセス、ビデオ・オン・デマンドまたはオーディオ・オン・デマンドのような高データ・レートを必要とするアプリケーションに特に役立つ。このようなアプリケーションは、本発明による高データ伝送レートを用いることによって、実現される。
本発明の重要な側面は、簡便で、非常に強力である。すなわち、データ・プロバイダは、ディジタル電話網に直接接続することができ、一方、ユーザは、回線を変えずに既存のアナログ接続を利用することができる。この構成により、ユーザのデータ装置が動作するモデルが大幅に変わる。既存のモデムは、帯域幅制限および、伝送パス全体で信号を劣化させる複数の不特定の雑音源に対処しなければならない。一方、本発明のひとつの態様は、電話局からユーザの自宅または会社まで、大部分のパス上を、ディジタル的にデータを運び、そのパスの最後のセグメントのためだけにデータをアナログ形式に変換する。都合よく、既存のモデムの主要な雑音源の１つである、Ａ／Ｄ変換中の量子化雑音は、完全に除去される。それは、このような変換は必要ないからである。さらに、Ｄ／Ａ変換中の量子化雑音は、決定論的現象（deterministic phenomenon）としてモデル化でき、大幅に軽減される。
本発明の前記側面を利用することにより、（例えば、ＩＳＤＮによって）ディジタル網に直接アクセスできるデータ源は、正確なデータを、データの消費者のサービスを行う電話局へ転送する。そこで必要とされるのは、ローカル・ループのユーザ端での装置のみであり、それは、電話局のＤ／Ａ変換器で行われる濾波および伝送回線によって起こるデータ信号の劣化を補償する。濾波による劣化と伝送回線による劣化の双方は、以下で説明されるように、既存のディジタル信号処理ハードウェアを適切に用いることにより対処できる。
この方法は、ユーザからサーバへ戻るデータには使用できないが、既存のモデムは使え、サーバからユーザへは64,000bit/sまでで、ユーザからサーバへは20,000から30,000bit/sの容量を有する非対称チャネルを与えることになる。
本発明においては、いかなるタイプのディジタル・データ（オーディオ情報、ビデオ情報等）も、従来のモデムまたは従来のデータ転送方法より高速で、各ユーザに伝送することができる。さらに、ケーブルテレビ分配システムと異なり、本発明は、同時に異なるデータを要求するすべてのユーザに、最大レートでデータを伝送することができる。
リモート・コンピュータ・アクセス、高速ファクシミリ送信等の既存のアプリケーションに対してより高速な処理速度を提供するだけでなく、本発明のある態様は、新しいアプリケーションを可能にする。それは、高速データ伝送レートが不可欠な、高音質のオーディオまたは音楽の伝送、ビデオ・オン・デマンド、静止画像伝送、テレビ電話、テレビ会議等のアプリケーションが含まれる。
本発明の別の態様は、信号のアナログ表示から多価ＰＣＭデータ信号（multivalued PCM data signal）を再構成する。これは、新しいクロック同期化技術を適応的等価に結合する新規な方法を使って実現される。
前記に加えて、本発明は、以下の他の態様と利点を含む：（１）電話回線のユーザ端でのアナログ信号だけを用いて電話システムのディジタル・パルス符号変調（ＰＣＭ）データ・ストリームを効果的に再構成する機能；（２）電話回線のユーザ端でのアナログ信号だけを用いてＰＣＭデータのクロック周波数および位相を再構成する機能；（３）電話局において付加的装置を追加せず、電話システムも改変せずに、電話局と加入者端の間の有効データ・レートを増加させる機能；（４）データが１つ以上のアナログ形式への変換、濾波、劣化、雑音による悪化のため改変された後、前記ディジタル・データを再構成する機能。
【図面の簡単な説明】
これら及び他の本発明の特徴、態様および利点は、以下の説明、添付の請求の範囲及び図面によってより良く理解されるであろう。
図１は、一般的なモデムデータ接続を示すブロック図である。
図２は、仮想的な対称ディジタル・システムの例を示すブロック図である。
図３は、本発明のひとつの態様における高速分配システムを示すブロック図である。
図４は、本発明のひとつの態様における図３のエンコーダ１５０のハードウェア実装を示すブロック図である。
図５は、本発明のひとつの態様における図３のエンコーダ１５０の機能を示すブロック図である。
図６は、本発明のひとつの態様における図５のＤＣエリミネータ１８４の機能を示すブロック図である。
図７ａは、本発明のひとつの態様におけるエンコーダ１５０に用いられる時間の関数としてのデータ・ストリーム１００を示すグラフである。
図７ｂは、本発明のひとつの態様における図３のディジタル網接続１３２に用いられる時間の関数としてのエンコーダ１５０からの一般的な出力を示すグラフである。
図７ｃは、時間の関数としての図６の線形値１９４を示すグラフであり、本発明のひとつの態様において線形形式に変換した後のエンコーダ１５０からの出力信号である。
図８は、本発明を理解するための参照用として、既存のディジタル回線インタフェースの機能を示すブロック図である。
図９は、本発明のひとつの態様における図３のデコーダ１５６のハードウェア実装を示すブロック図である。
図１０は、本発明のひとつの態様における図３のデコーダ１５６の機能を示すブロック図である。
図１１ａは、本発明のひとつの態様における時間の関数として図１０のアナログ信号１５４を示すグラフである。
図１１ｂは、本発明のひとつの態様におけるデコーダ１５６内で形成される時間の関数としての図１０の補償信号２７４を示すグラフである。
図１１ｃは、本発明のひとつの態様におけるデコーダ１５６内で形成される時間の関数としての図１０の推定された符号ストリーム２８０を示すグラフである。
図１１ｄは、本発明のひとつの態様におけるデコーダ１５６によって生成される時間の関数としての図３のデータ・ストリーム１２６を示すグラフである。
図１１ｅは、本発明のひとつの態様におけるデコーダ１５６によって生成される時間の関数としての図１０のエラー信号２７２を示すグラフである。
図１２は、本発明のひとつの態様における図１０の反転フィルタ２６８を示すブロック図である。
図１３は、本発明のひとつの態様における図１２のフィード・フォワード等価器３００を示す図である。
図１４は、本発明のひとつの態様における図１３のフィルタ・タップ３３０を示すブロック図である。
図１５は、本発明のひとつの態様における図１０のクロック推定器２６４を示すブロック図である。
図１６は、本発明のひとつの態様における図１０のクロック同期装置２６０の機能を示すブロック図である。
図１７は、本発明のひとつの態様における逆チャネルを有するエンド・ツー・エンドの非対称システムを示すブロック図である。
図１８は、データベース・サーバを有する本発明の態様のあるアプリケーションを示すブロック図である。
図１９は、高速ファクシミリ・システムに適用された本発明のひとつの態様を示すブロック図である。
図２０は、本発明のひとつの態様におけるディジタル電話リレーを示すブロック図である。
発明の詳細な説明
従来のモデムデータ接続
図１は、従来のモデム・データ接続を示す図である。このようなシステムの動作は、よく知られ、国際電気通信連合のような政府機関によって標準化されてきた。モデム１０４およびモデム１２４のタイプによって、データは、第１のユーザのデータ・ストリーム１００を介して、最大28,800bit/sのレートで伝送される。モデム１０４は、データ・ストリーム１００をアナログ信号に変換し、それは、ローカル・ループ１０６に送られ、それは、次いで、電話スイッチ１０８に接続する。アナログ信号は、ネットワーク接続１１２を介して、電話網１１４を通して搬送され、結局、ネットワーク接続１１８を介して、第２のユーザをサービスする電話スイッチ１２０に到達する。その信号は、アナログ形式で、ローカル・ループ１２２を介して、第２のユーザのモデム１２４に送られ、そこで、データ・ストリーム１２６に変換され、データ・ストリーム１００の遅延されたものになる。まったく類似の方法で、データ・ストリーム１２８は、モデム１２４、ローカル・ループ１２２、電話スイッチ１２０、ネットワーク接続１１６、電話網１１４、ネットワーク接続１１０、電話スイッチ１０８、ローカル・ループ１０６、モデム１０４を介して電話網内を送られ、データ・ストリーム１０２の遅延されたものを形成する。
このシステムは、電話システムが、一方のユーザの電話接続において与えられ、もう一方のユーザ端では、電話システムに対して特定される一組の標準値より低いひずみおよび遅延が生じるアナログ信号を再生することを仮定する。これらの値だけに基づいて、およそ35,000bit/s以上の速度でデータを伝送することは不可能であることが示せる。このシステムは、予測不可能な変化というより、実際は、信号に対する確定的変化である、ひずみについての多くの詳細を無視する。電話網１１４がディジタルで実装される場合、このような確定的変化のひとつは、量子化雑音である。既存のモデムは、ひずみを除去するとき、この重要な雑音源についての知識を利用できず、従って、データ・レートが限定される。これは、既存のモデムの重大な欠点、すなわち、低データ・レートおよび現在の仮定の枠組みで可能な最大改善の理論上の限界である。
図１に示す従来のモデム・データ接続の欠点及び不都合を克服するために、データ転送レート高める方法は、仮想的な対称ディジタル通信システムになった。このようなシステムは、図２において、ディジタル電話網と共に示されている。
Kalet等による前記文献に記載されたこのシステムは、既存のモデムと似ているが、新しい仮定を有する。それは、基礎となるインフラストラクチャが、ディジタル電話網１３４であることである。この動作は、前記従来のモデムシステムの動作とほぼ同じであるが、信号が、ディジタル電話網１３４内、並びにディジタル・ネットワーク接続１３０、ディジタル・ネットワーク接続１３２、ディジタル・ネットワーク接続１３６およびディジタル・ネットワーク接続１３８上を、ディジタル形式で搬送される点で異なる。各ユーザは、ローカル・ループ１２２を介して、情報を電話スイッチ１２０に転送したり、ローカル・ループ１０６を介して、情報を電話スイッチ１０８に転送するのに、モデムを必要とし、アナログとディジタル電話網１３４で使われる標準ディジタル形式との間での変換が行われる。
従来のモデムと違って、このようなシステムの速度を、ディジタル電話網１３４内部で使われる速度、一般的は、56,000bit/sまたは64,000bit/s、より遅い速度に制限する理論的根拠は未だ発見されてはいない。したがって、このシステムは、64,000bit/sまで高速化することが仮説上可能である。しかしながら、このようなシステムは未だ実用化されたことがなく、このようなシステムが実現可能であるという証拠もない。このシステムの考案者は、「これは、実現困難な問題であり、我々は、合理的な解決法が可能であるかどうかを推測できるのみである」と述べている。
問題は、基本のネットワークがディジタルであり、観測される信号ひずみの大部分は量子化雑音が原因であることを知っていることを利用するため、伝送モデムは、アナログ出力のみを介して、信号を符号化するためネットワークによって選択されるディジタル・レベルを制御しなければならないことである。さらに、受信モデムは、アナログ入力のみを介して、これらのディジタル・レベルを正確に推測しなければならない。Ａ／Ｄ変換によるひずみは、送信側と受信側の双方で起こり、必要な信号に追加された結合されたひずみだけが、直接観測できる。さらに、電気雑音および漏話によって追加されたひずみも、ローカル・ループ１２２および１０６で起こる。このひずみ成分を必要な信号から分離したり、成分同士を分離することは、困難な作業である。
本発明のひとつの態様においては、この方法の欠点を除去することを目的とする。また、実現可能な方法で基本となるディジタル・ネットワークに関する知識を利用し、他の既知の方法で可能なものより高速なデータ・レートを提供する。
サンプリング・レート変換
以下に示すように、ひずんだアナログ表現からＰＣＭデータをリカバーするシステムは、復号化クロックを、ＰＣＭデータをディジタル・ストリームからアナログ値に変換するのに使われる復号化クロックと同期化する方法を必要とする。この同期化をディジタルで実行するには、ディジタル・データ列を再サンプリングし、レートを、Ａ／Ｄ変換器が使ったレートから、ＰＣＭデータからの変換に使用したレートに近いレートに変更する必要がある。すでに知られているこれを実現するための技術は、容量が厳しく制限されているか、または、計算量が膨大になる。例えば、R.E.Crochiere and L.R.Rabiner：「マルチレートディジタル信号処理（Multirate Digital Signal Processing）」、Prentice-hall,Englewood Cliffs、ニュージャージー（１９８３）を参照のこと。時間の関数として変化する関係を有する２つの独立クロック間でサンプリング・レートの変換をすることは、問題を複雑にする。
本発明のひとつの態様は、最小の計算上のオーバヘッドで、変換できる方法である。これは、絶えず変化する入力／出力サンプリング・レート比を受け入れ、高い精度で変換する。前記技術は、90dBより大きいアンチ・エイリアシング・リジェクション（anti-aliasing rejection）が得られ、既存のプロセッサ上でリアルタイムに実行できる。
システムの全体像
図３は、提案されたシステムの概略を示す図である。図３のシステムを使用する方法は、現在使用されているデータ通信回線またはモデムと同一である。データ・ストリーム１００で与えられるデータは、ある程度遅れて、データ・ストリーム１２６に現れる。データ・ストリーム１００は、エンコーダ１５０に与えられ、そこで、データ・ストリームは、電話システムとコンパチブルなフォーマットに変換される。変換されたデータは、ディジタル・ネットワーク接続１３２を介して、ディジタル電話網１３４に送られる。変換されたデータは、ディジタル・ネットワーク接続１３８を介して、そのままクライアントの電話局に現れ、そこには、回線インタフェース（line interface）１４０が置かれている。ここで、クライアントが、ディジタル・ネットワーク接続１３８からクライアントの回線インタフェースへのディジタル接続に直接アクセスを有していれば、伝送は完了する。しかしながら、ここでは、大多数のユーザのようにクライアントは電話網への直接ディジタル・アクセスを有しておらず、これは、不可能であり、以下の追加的な動作が必要になる。
回線インタフェース１４０は、ディジタル電話技術の標準仕様に応じるように、ディジタル・ネットワーク接続１３８上のディジタル・データをアナログ形式に変換する。アナログ形式は、ローカル・ループ１２２上をクライアントの自宅に運ばれ、そこで、ハイブリッド・ネットワーク１５２は、回線を終端し、アナログ信号１５４を生成する。ハイブリッド・ネットワーク１５２は、二線式双方向信号を一対の単方向信号に変換する標準的な部分である。デコーダ１５６は、アナログ信号１５４を使って、回線インタフェース１４０がデータをアナログ形式に変換するとき生じるひずみを概算し、補償する。これによって、ディジタル・ネットワーク接続１３８でのディジタル・データの推定が得られ、それは、ディジタル・ネットワーク接続１３２に送られたディジタル・データと同一であると仮定される。エンコーダ１５０によって行われた変換は、逆にされ、デコーダ１５６は、データ・ストリーム１２６を出力し、オリジナルのデータ・ストリーム１００の遅延した推定となる。
図３において、すべての要素はよく知られており、エンコーダ１５０およびデコーダ１５６（以下に詳述する）を除いて、現在のディジタル電話システムに存在する。また、以下には、デコーダ１５６を、初期化し、通常動作において遭遇する正しい状態に適用させる方法についても記載される。
エンコーダの物理的実装
図４は、図３のエンコーダの一実現例を示すブロック図である。図３のデータ・ストリーム１００は、AT&T社のDSP32Cのようなディジタル信号処理装置１６０のシリアル・データ入力に送られる。このプロセッサは、プロセッサ・バス１６２を用いて、リード・オンリー・メモリ１６８、ランダム・アクセス・メモリ１６６、およびAdvanced Micro Device社のAm79C30AのようなＩＳＤＮインタフェース回路１６４と通信する。リード・オンリー・メモリ１６８は、その機能的特徴が以下に記載される格納プログラムを含む。ランダム・アクセス・メモリ１６６は、プログラムの記憶およびパラメータのために用いられる。ＩＳＤＮインタフェース回路１６４も、ＩＳＤＮ接続１７０を有し、それは、Northern Telecom社のＮt1のようなネットワーク・ターミネータ１７２に接続され、最後に、図３に示されている、ディジタル・ネットワーク接続１３２に接続される。
完全動作可能な実装を製作するには、デコーダ、オシレータおよび接続のためのロジック回路（glue logic）のような付加的要素が、図４に示す基本的なブロック図に追加される必要がある。これらの要素を追加することはよく知られており、当業者にとって明白である。
エンコーダ１５０についての以下の議論は、物理的なものではなく、機能的要素について行われ、その全ては、例えば、よく知られたディジタル信号処理技術を用いて、ディジタル・シグナル・プロセッサ１６０のプログラムまたはサブルーチンとして実装される。
エンコーダの動作
図５は、図３のエンコーダ１５０の機能的ブロック図を示す。サーバからクライアントへのチャネルは、データ・ストリーム１００として供給される任意のディジタル・データで始まる。エンコーダ１５０は、このビットストリームを一連の、望ましくは、電話システムのクロックレートである、8,000サンプル／秒でサンプリングされた８ビット・ワードに変換する。これは、データ・ストリーム１００から読み出される各８ビットをまとめて、８ビット符号ストリーム１８２として、パラレル８ビット値のストリームを出力するシリアル／パラレル変換器１８０で始まる一連の動作によって達成される。このマッピングは、望ましくは、データ・ストリーム１００から読み出された各８ビットの第１ビットが、８ビットの符号ストリーム１８２の最下位ビット位置に配置され、続くビットは、出力文字が完了するまで、連続してより上位のビット位置を占め、完了すると、処理が繰り返されるようにする。ＤＣエリミネータ１８４は、一定の間隔、望ましくは、８サンプルに１回の割合で、追加の８ビット値を挿入し、挿入された値に関連するアナログ値が、８ビット符号ストリーム１８２上のすべての先行値の和の負になるようにする。これが必要なのは、電話システムは、通常、信号上のいかなるＤＣバイアスも減衰させ、除去するからである。ＤＣエリミネータ１８４は、受信されたアナログ信号のＤＣ成分を軽減する回路手段の一例である。
図５のＤＣエリミネータ１８４の機能的要素の詳細については、図６に示される。２入力セレクタ１９０から出力される符号ストリーム１８６も、μロー−線形変換器（μ-law-to-linear）１９２によって、線形値１９４に変換され、μロー−線形変換器は、標準のμロー−線形変換表を用いた２５６要素のルックアップ・テーブルとして実装できる。線形値１９４の値は、加算器１９６によって蓄積されて負にされ、ユニット遅延２００は、ＤＣオフセット１９８およびユニット遅延された値に対応する前のＤＣオフセット２０２を形成する。ＤＣオフセット１９８は、μロー−線形変換器２０４に送られ、それは、μロー−線形変換器１９２と同じルックアップ・テーブルを使えるが、逆方向にマッピングする。ＤＣオフセット１９８が表の最大値または最小値より、大きい、または、小さい場合は、それぞれ、もっとも最大または最小のエントリが使われる。ＤＣ再生符号（DC restoration code）２０６は、μロー−線形変換器２０４によって生成され、２入力セレクタ１９０の１入力として与えられる。２入力セレクタ１９０は、８ビット符号ストリーム１８２から一連の値（望ましい値は、７）を読み込み、これらの値を符号ストリーム１８６として出力し、続いて、ＤＣ回復符号（DC restoration code）２０６から１つの値を読み込み出力する。この一連の動作が連続的に繰り返される。
図５に戻って、符号ストリーム１８６は、ＩＳＤＮ変換器１８８の入力リードに与えられ、ＩＳＤＮ信号へのよく知られた変換を行う。ＩＳＤＮ変換器１８８の機能は、例えば、Advanced Micro Device社のAm79C30を含むいくつかの既存の集積回路によって直接実装される。ＩＳＤＮ変換器１８８の出力は、ディジタル・ネットワーク接続１３２を形成し、これは、図３のエンコーダ１５０の出力でもある。
さらなる理解のため、エンコーダ１５０で使われる信号のいくつかを、図７ａ〜図７ｃに示す。図７ａは、データ・ストリーム１００のサンプル列を示す。シリアル／パラレル変換器１８０およびＤＣエリミネータ１８４による処理の後の符号ストリーム１８６が、図７ｂに示される。ＤＣエリミネータ１８４内の符号ストリーム１８６の線形同等物、すなわち、線形値１９４は、図７ｃに示される。
回線インタフェース
以下の説明の間の参照のため、図８は、図３の回線インタフェース１４０の機能的モデルを示す。これは、本発明のひとつの態様において使用される一般的な電話システムを示す。このようなインタフェースは、よく知られており、現在、ディジタル電話スイッチに使われている。図３のディジタル電話網１３４は、ディジタル・ネットワーク接続１３８を介して、サンプルあたり８ビットの、μロー符号化されたディジタル・ストリームを通過させ、図８に示される、μロー−線形変換器２１０に送られる。μロー−線形変換器２１０は、よく知られたμロー−線形変換を実装し、各サンプルを線形値２１２に変換する。線形値２１２は、Ｄ／Ａ変換器２１４によってアナログ信号２１６に変換され、よく知られた方法で、電話システム・クロック２３６を用いてサンプリングされる。簡単のため図３には示されていないが、電話システム・クロック２３６は、ディジタル電話網１３４によって生成される。アナログ信号２１６は、ローパス・フィルタ２１８によって平滑化され、フィルタ信号２２０を形成する。ローパス・フィルタ２１８の主な目的は、約3,100Hzのカットオフ周波数を有するローパス機能を提供することである。国際電気通信連合は、Ｄ／Ａ変換器２１４およびローパス・フィルタ２１８の仕様を標準化し、それは、電気通信規格化セクタ（ITU-T）：「パルス符号変調における伝送パフォーマンス特性（Transmission Performance Characteristics of Pulse Code Modulation）」、Recommendation G.712、スイス、ジュネーブ（１９９２、９月）に示されている。
フィルタ信号２２０は、４線−２線式変換器２２２によって、ローカル・ループ１２２上で多重化される。ローカル・ループ１２２は、双方向で、ローカル・ループ１２２上の着呼信号は、４線−２線式変換器２２２に与えられ、濾波されていない信号２３４として出力される。濾波されていない信号２３４は、前記のITU-Tの基準によって標準化されている帯域パス・フィルタ２３２に送られる。帯域フィルタ２３２からの出力およびフィルタ信号２３０は、Ａ／Ｄ変換器２２８によって線形値２２６に変換される。線形値２２６は、標準の線形−μ法変換を実装した線形−μロー変換器２２４によってディジタル・ネットワーク接続１３６に変換される。図３に示すシステムは、ディジタル・ネットワーク接続１３６は使われず、簡略化のため省略した。
デコーダの物理的実装
図９は、図３のデコーダ１５６の一つの可能な実現例を示すブロック図である。図３からのアナログ信号１５４は、Ａ／Ｄ変換器２４０によってサンプリングされるが、Ａ／Ｄ変換器２４０は、例えば、Crystal Semiconductor社のCS5016のような集積回路として存在する。これは、オシレータ２４２によって生成されるクロック信号２４４（16kHzが望ましい）を用い、ディジタル入力信号２４６を形成し、シリアル・ディジタル入力リードの１つを介して、AT&T社のDSP32Cのようなディジタル・シグナル・プロセッサのバンク２４８に接続される。プロセッサは、相互にも接続され、プロセッサ・バス２５０を介して、ランダム・アクセス・メモリ２５４およびリード・オンリー・メモリ２５２にも接続されている。リード・オンリー・メモリ２５２は、その機能的特徴については後述する格納プログラムを含む。ディジタル・シグナル・プロセッサのバンク２４８は、データ・ストリーム１２６を生成し、それは、図３のデコーダ１５６の最終出力である。
完全に動作する実装を製作するためには、デコーダ、オシレータおよびグルー・ロジックのような追加的要素を図９の基本ブロック図に追加する必要がある。このような追加は、よく知られており、当業者にとって明白である。
デコーダ１５６についての以下の議論は、物理的要素というよりむしろ機能的要素についてされ、これらの全ては、例えば、よく知られたディジタル信号処理技術を用いて、ディジタル・シグナル・プロセッサのバンク２４８に対するプログラムまたはサブルーチンとして実行することができる。
デコーダの動作
図１０は、図３のデコーダ１５６の機能的構造を示す図である。図３からのアナログ信号１５４は、デコーダ１５６への入力データを提供する。アナログ信号１５４は、Ａ／Ｄ変換器２４０に送られ、ディジタル入力信号２４６に変換される。このディジタル信号は、サンプルあたり１６ビット精度で、１秒あたり16,000サンプルでサンプルされるのが望ましい。Ａ／Ｄ変換器２４０は、Crystal Semiconductor社のCS5016のような集積回路として存在している。ディジタル入力信号２４６は、周期推定値２６２によって分離された間隔で、ディジタル入力信号を補間し、再サンプリングして、同期信号２６６を生成するクロック・シンクロナイザ２６０によって処理される。クロック・シンクロナイザ２６０の動作については以下で説明する。同期信号２６６は、補償信号２７４を再構成するため、以下に説明する反転フィルタ（inverse filter）２６８によって濾波される。反転フィルタ２６８の目的は、図３の回線インタフェース１４０による変換を反転させることである。この回線インタフェース１４０の主要な要素は、図８のローパス・フィルタ２１８である。図１０において、反転フィルタ２６８は、同期信号２６６固有のタイミングエラーを与える遅延エラー推定値２７０を出力し、これは、以下に述べるように、クロック推定器２６４によって、クロック・シンクロナイザ２６０によって使用される時間推定値２６２を計算するために使われる。そして、決定手段が使われて、補償信号２７４をディスクリート・セットから一連の値に変換する。一例として、補償信号２７４は、線形−μロー変換器２７６を用いて、最も近い同等の８ビットのμロー・ワードに変換され、推定符号ストリーム２８０を与える。前記のとおり、線形−μロー変換器２７６は、簡単なルックアップ・テーブルとして実装され得る。
通常の動作中、スイッチ２９２は、推定符号ストリーム２８０を望まれる出力信号２８６として戻し、それは、線形信号はμロー−線形変換器２７８によって線形信号に変換し戻され、線形値２８４を形成する。前記のとおり、μロー−線形変換器２７８は、簡単なルックアップ・テーブルとして実装できる。初期化の間、スイッチ２９２は、所定のトレーニング・パターン２８８（図３には図示されていない）が、望まれる出力信号２８６へ与えられるように設定される。この利用については、以下に示す。
線形値２８４は、補償信号２７４の望まれる値を推定値を提供する。それは、補償信号２７４が線形値２８４にできるだけ近づくように、反転フィルタ２６８を適応的に更新するのに使用される。この適用は、デコーダ１５６のパラメータを調整するためのトレーニング手段の一例であり、以下の反転フィルタ２６８の説明の中で更に説明される。減算器２８２は、補償信号２７４および線形値２８４を用いて、エラー信号２７２を計算する。エラー信号２７２は、フィードバックループで反転フィルタ２６８の入力リードに戻される。推定符号ストリーム２８０は、データ抽出器２９０を介して、通過させられ、データ抽出器２９０は、図３のエンコーダ１５６によって行われる変換を反転し、デコーダの最終出力データ・ストリーム１２６を形成する。
理解のためのみの目的で、図１０に示されている信号のいくつかの例が、図１１ａから図１１ｅにプロットされている。図１１ａは、デコーダ１５６への入力アナログ信号１５４を時間の関数として示している。この信号処理の間、デコーダ１５６は、補償信号２７４を形成し、それは図１１ｂに示される。この信号は、更に処理されて、図１１ｃに示されるように、推定符号ストリーム２８０を形成する。最後に、図１０のデータ抽出器２９０は、図１１ｄが示すようにデータ・ストリーム１２６を出力する。デコーダ１５６内で使用のため形成されるエラー信号２７２が、図１１ｅに示される。
前記のとおり、図１０のＡ／Ｄ変換器２４０、減算器２８２、線形−μロー変換器２７６、スイッチ２９２およびμロー−線形変換器２７８は、よく知られ、当業者が容易に実施できる。以下の議論は、残りのブロック、すなわち、反転フィルタ２６８、クロック推定器２６４、クロック・シンクロナイザ２６０およびデータ抽出器２９０について詳細に述べる。
反転フィルタ
図１２は、図１０の反転フィルタ２６８の内部の詳細を示す図である。反転フィルタ２６８は、等化手段の一例で、入力信号（同期信号２６６）に線形フィルタ処理を行ない、出力信号（補償信号２７４）を生成する。反転フィルタ２６８は、補償信号２７４と求める値の不一致を示すエラー信号２７２も受信する。これは、エラー信号２７２を用いて、エラー信号２７２が最小になるように、フィルタ機能を更新する。このような適応フィルタの構造は、よく知られている。例えば、Richard D.Gitlin,Jeremiah F.Hayes,Stephen B.Weinstein：「データ通信の原理（Data Communications Principles）」、Plenum（１９９２）に示される。しかしながら、理解を明確にするため、反転フィルタ２６８の望ましい実装例について説明する。さらに、反転フィルタ２６８は、遅延エラー推定値２７０を形成し、これは、図１０のクロック推定器２６４によって用いられる。
同期信号２６６は、フィードフォワード等化器３００に送られ、それは、部分補償信号３０２を送出する一方、訂正信号３２４を用いて適応的更新をする。フィードフォワード等化器３００の動作は、以下に示す。フィードフォワード等化器３００は、遅延エラー推定値２７０も出力し、それは、図１０のクロック推定器２６４によって使われる。続いて、部分補償信号３０２は、ダウン・サンプラ３０４によってファクター２でダウン・サンプルされ、ダウン・サンプル信号３０６を形成する。ダウン・サンプラ３０４は、繰り返して、入力リードから連続した２つの値を読み、第１の値を出力リードに置き、第２の値を捨てる。ダウン・サンプル信号３０６は、減算器３０８に送られ、補償信号２７４を形成する。補償信号２７４は、図１０の続く段階で使われるとともに、ユニット遅延３１０にも送られ、遅延信号３１２を形成する。遅延信号３１２は、フィードバック等化器３１４の入力リードに与えられ、ひずみ推定値３１６を形成する。フィードバック等化器３１４は、フィードフォワード等化器３００と類似しており、詳細については後述する。ひずみ推定値３１６は、減算器への第２の入力を供給する。
図１０のエラー信号２７２は、図１２のゲイン要素３１８で定数ファクターによってスケールされ、訂正信号３２０を形成する。それは、第２の入力信号としてフィードバック等化器３１４に与えられる。フィードバック等化器３１４は、訂正信号３２０を用い、適応的更新をする。エラー信号２７２は、また、アップ・サンプラ（upsampler）３２６によってファクター２でアップ・サンプルされ、アップ・サンプラ３２６は、エラー信号２７２の各サンプル間にゼロを挿入する。アップ・サンプラ３２６は、アップ・サンプル・エラー信号３２８を生成し、それは、次に、ゲイン要素３２２でスケールされ、訂正信号３２４を供給する。フィードバック等化器３１４による訂正信号３２０およびフィードフォワード等化器３００による訂正信号３２４は、それぞれ、以下に示す。ゲイン要素３２２のパラメータ値ｋfおよびゲイン３１８のパラメータ値ｋbは、それぞれ、１０^-2から１０^-15の範囲内が望ましい。最適値は、不必要な実験を行うことなく、当業者により求められる。
フィードバック等化器およびフィードフォワード等化器
図１３は、図１２のフィードフォワード等化器３００の内部構造を示す図である。フィードフォワード等化器３００は、チェーン状に連結された、望ましくは、８〜１２８個の、フィルタ・タップ３３０から構成される。タップの数は適当な数に実装できる。第１のフィルタ・タップ３３０は、図１２の同期信号２６６を受け入れ、最後のフィルタ・タップ３３０は、図１２で使われている部分補償信号３０２を出力する。中間のタップのそれぞれは、２つの入力信号：一次入力３３２およびターゲット入力３３６をとり、２つの出力信号：一次出力３３４およびターゲット出力を形成する。各フィルタ・タップ３３０は、出力信号としてタップ重み３４０を供給し、それは、遅延エラー推定値２７０を算出するために、遅延推定器３４２によって使われる。動作の間、各フィルタ・タップ３３０は、入力として訂正信号３２４を使用して、適応更新（adaptive update）をする。
図１４は、図１３の各フィルタ・タップ３３０の機能の詳細を示す図である。各フィルタ・タップ３３０は、２つの入力：一次入力３３２とターゲット入力３３６を有し、２つの出力：一次出力３３４とターゲット出力３３８を、図１４に示される標準的な信号処理を使って提供する。一次入力３３２は、ユニット遅延３５０によって、１サンプルだけ遅延され、一次出力３３４を形成する。一方、一次入力３３２は、また、乗算器３５２によってタップ重み３４０が掛けられ、重み付き入力３５４を送出する。重み付き入力３５４は、加算器（summer）３５６によってターゲット入力３３６に加えられ、ターゲット出力３３８を送出する。
タップ重み３４０の適応更新は、乗算器３６６を使って、訂正信号３２４に一次入力３３２を掛けることで行う。乗算器出力値３６４は、タップエラー推定値を提供し、減算器３６２によって前の値３６０から差し引かれ、タップ重み３４０を形成する。前の値３６０は、ユニット遅延３５８によって、タップの重み３４０を入力として用いて形成される。各フィルタ・タップ３３０は、タップの重み３４０も出力する。
図１３において、各フィルタ・タップ３３０は、遅延推定器３４２に送られる。遅延推定器３４２は、フィルタ全体の遅延エラー推定値２７０を以下の式から算出する。

式中、ωiは、ｉ番めタップ重み３４０の略である。このようにして、遅延推定器３４２は、図１０の期間推定値２６２のエラーの程度を決定する推定手段を提供する。
図１０のフィードフォワード等化器３００の前記記載は、フィードバック等化器３１４にも該当する。フィードバック等化器３１４の構造および動作は、フィードフォワード等化器３００の構造および動作とほぼ同じであるが、遅延推定器３４２を必要としない点で異なる。したがって、遅延エラー推定値２７０出力に対応するものはない。また、フィードバック等化器３１４は、フィードフォワード等化器３００とは異なる数（望ましくは、１／４〜１／２の間）のタップを用いるかもしれない。フィードフォワード等化器３００とフィードバック等化器３１４の両方で使うタップの最適数は、余分な実験を行うことなく、当業者には容易に得られる。
クロック推定器
図１５は、図１０のクロック推定器２６４の機能的構成要素を示す図である。クロック推定器２６４は、遅延エラー推定値２７０を使って時間推定値２６２を更新する回路手段の一例である。クロック推定器２６４に入力される信号、遅延エラー推定値２７０は、ファクターｋl（１０^-1〜１０^-8が望ましい）でスケールされるが、Ａ／Ｄ変換器２４０に使われるクロック精度に依存して、ループ・ゲイン３７０によってスケールされ、位相エラー３７４を形成する。位相エラー３７４は、ループ・フィルタ３７６で濾波され、時間オフセット３７８を形成する。ループ・フィルタ３７６は、ローパス・フィルタで、位相ロック・ループ（phase-locked loop）の設計の当業者は容易に理解できる設計である。時間オフセット３７８は、加算器３７２によって、公称時間（nominal period）３８０に加えられ、時間推定値２６２を生成する。公称周期３８０は、図１０のＡ／Ｄ変換器２４０のサンプリング・レートの半分の、図８の電話システム・クロック２３６の周波数に対する比の先験的推定値（apriori estimate）である。電話システム・クロック２３６およびＡ／Ｄ変換器２４０によって使われるクロックは、共通のソースから発生していなく、正確な比は、望ましいパラメータの選択に対して、１．０からわずかに異なる。動作の間、周期推定値２６２は、図１０の反転フィルタ２６８によって供給される現在のエラーの推定値を用いて、この比を修正する。
クロック・シンクロナイザ
図１０のクロック・シンクロナイザ２６０の機能的ブロックは、図１６に示される。クロック・シンクロナイザ２６０の機能は、周期推定値２６２によって分離された間隔で、その入力信号（ディジタル入力信号２４６）を補間し、再サンプリングする。例えば、周期推定値２６２が２．０の値をとれば、ディジタル入力信号２４６から読み出されるすべての秒サンプルは、同期信号２６６として出力される。周期推定値２６２が整数でなければ、クロック・シンクロナイザ２６０は、入力サンプル間で適切に補間し、出力サンプルを形成することが必要とされる。
クロック・シンクロナイザ２６０は、必要な各出力サンプルを動作させるサイクルを実行する。各サイクルは、累算器４２４で開始し、図１０の周期推定値２６２の値を読み出す。累算器４２４は、読み出されたすべての入力値の量を出し、この量を真値サンプルインデックス４２６として出力する。これは、Nu（１０〜４００）によって計測され、ゲイン４２８を用いて、アップ・サンプル・インデックス４３０を送出する。Nuの最大値は、当業者によって容易に理解できる。整数／分数分派器４３２は、アップサンプルインデックス４３０をサンプルインデックス４２２と分数値４１４に分解する。例えば、アップ・サンプル・インデックス４３０が１０．７の値をとると、整数／分数分派器４３２は、サンプル・インデックス４２２を１０．０に設定し、分数値４１４を０．７に設定する。
サンプル・セレクタ３９８に加えられた入力信号の１つは、ディジタル入力信号２４６で始まる一連の動作によって形成される。アップ・サンプラ３９０は、ディジタル入力信号２４６から値を読み出し、Nuサンプルを出力する。このNuサンプルは、ディジタル入力信号２４６から読み出され、Nu−１ゼロ値になる値から構成される。アップ・サンプラ３９０からの出力ストリーム、すなわち、アップサンプル入力信号３９２は、ローパス・フィルタ３９４に加えられ、4kHzのパス帯域遮断周波数を有する。アップ・サンプラ３９０およびローパス・フィルタ３９４の設計は、よく知られている。例えば、R.E.Crochiere,L.R.Rabiner：「マルチレートディジタル信号処理（Multirate Digital Signal Processing）」、Prentice-Hall,Englewood Cliffs、ニュージャージー、（１９８３）に示されている。ローパス・フィルタ３９４は、濾波されたアップサンプル信号３９６を形成し、アップ・サンプル信号３９６は、サンプル・セレクタ３９８に入力される。
サンプル・セレクタ３９８は、選択手段の一例であり、サンプルインデックス４２２から値を読み出し、これをサンプルナンバーsnとして解釈する。システムが初期化されてから、何個のサンプルが、フィルタアップサンプル信号３９６に接続された入力リードから読み出されたかを内部で数える。フィルタアップサンプル信号３９６から追加サンプルを読み出し、出力サンプルを形成したので、サンプル４００は、フィルタアップサンプル信号３９６から読み出されたサンプルｓnのコピーであり、サンプル４０２は、サンプルｓn+1のコピーである。
サンプル４００は、乗算器４０４を用いて分数値４１４によってスケールされ、サンプル成分４０８を形成する。同様に、サンプル４０２は、乗算器４０６を用いて分数値４１６によってスケールされ、サンプル成分４１０を形成する。分数値４１６は、分数値４１４から１を引いた値であり、減算器４２０およびユニット定数４１８によって計算される。サンプル成分４０８およびサンプル成分４１０は、加算器４１２によって加えられ、同期信号２６６を発生させ、これは、図１０のクロック・シンクロナイザ２６０の出力である。乗算器４０４、乗算器４０６および加算器４１２の結合は、サンプル・セレクタ３９８によって選択されたサンプルを結合するための補間手段の一例である。
クロック・シンクロナイザ２６０は、他の適用またはスタンドアローンのサンプル・レート変換器として使われる。一般的に、同期信号２６６は、ディジタル入力信号２４６と等価であるが、サンプリング・レートが異なる。２つのレートの比は、時間関数によって変化する周期測定値２６２によって決定される。
線形補間は、ほぼ求められる結果に近い結果を出し、実際、非常に正確である。アップ・サンプラ３９０によるオーバーサンプリングによって、濾波されたアップサンプル信号３９６は、ＤＣ周辺の狭帯域以外のどこにおいても、ゼロに近似する周波数スペクトルを有する。補間処理は、周波数領域における狭いパス帯域の画像を効率よく送出する。線形補間の機能は、この画像を濾波することである。従来の処理では、鋭いが、コストのかかるローパス・フィルタを用いる。線形補間器は、処理が粗いローパス・フィルタであるが、不要な画像が発生する周波数では、非常に深いスペクトルノッチを有する。狭い画像を有するノッチの配置の組み合わせがこの方法を非常に正確にする一方、複雑なコンピュータ処理を従来の技術から除去する。
データ抽出器
図３の復号器１５６の最後の段階は、図１０のデータ抽出器２９０である。データ抽出器２９０の機能は、図３のエンコーダ１５０が行った変換を反転することである。この変成は、シリアル／パラレル変換器１８０およびＤＣエリミネータ１８４を含み、これは、図５に示される。
この変換を反転させるためには、最初に、データ抽出器２９０は、ＤＣエリミネータ１８４がデータ・ストリームに挿入した値を除去する。これは、入力から読み出されたサンプルを８サンプルごとに捨てればよい（ＤＣ除去は、ＤＣエリミネータ１８４によって行われ、８サンプルに１回の割合が望ましいことを仮定する）。いったんこの処理を行うと、残りの８ビットの値のストリームは、同時に１ビットのワードを出力し、少ないビットで始まることによって、シリアル・データ・ストリーム１２６に変換される。このような技術は、当業者に知られている。
システムの初期化
接続がサーバとクライアント間に設置されるとまず、図３のエンコーダ１５０とデコーダ１５６の双方は、相互に知られた状態で起動されなければならない。エンコーダ１５０内では、以下の初期化が行われる。
１．図５のＤＣエリミネータ１８４は、図６の２入力セレクタ１９０で初期化され、次の出力は、ＤＣ回復コード２０６のコピーであるように設定される。
２．図６のユニット遅延２００の出力、すなわち、ＤＣオフセット２０２は、０．０に初期化される。
３．図５の符号ストリーム１８６は、一時的にＤＣエリミネータ１８４からはずされる。そのかわり、知られたＮcの値（１６〜１２８が望ましい）の列は、Ｎt回（１００〜５０００がのぞましい）繰り返される。ＮcとＮtを使用する最大値は、当業者によって容易に理解される。
前記Ｎcの選択は、復号器１５６の設計に関係する。Ｎcは、図１２のフィードフォワード等化器３００のタップの数の１／２が望ましい。一般的に、エンコーダ１５０が繰り返し転送する符号値の列の可能な選択については、表１に示す。同一の列がエンコーダ１５０によって使われ、図１０でトレーニング・パターン２８８として使われる。

いったん列のＮtの繰り返しが出力されると、符号ストリーム１８６は、ＤＣエリミネータ１８４に再接続され、復号器１５６からの連続する出力は、図３のデータ・ストリーム１００として加えられた入力に対応する。
図３の復号器１５６内では、第１のサンプルがアナログ信号１５４から読み出される前に、以下の初期化が行われる。
１．図１０のスイッチ２９２は、トレーニング・パターン２８８を必要な出力信号２８６で制御するために、設定される。
２．図１０のデータ抽出器２９０は、次の入力値、すなわち、測定された符号ストリーム２８０がＤＣ等価値になり、捨てられるために、設定される。
３．図１２のユニット遅延３１０は、ゼロを遅延信号３１２として出力するために初期化される。
４．図１２のアップ・サンプラ３２６は、次の出力、すなわち、アップサンプルエラー信号３２８がエラー信号のコピーになるように、初期化される。
５．図１２のダウン・サンプラ３０４は、次の入力値、すなわち、部分補償信号３０２がダウン・サンプル信号３０６としてコピーされるように、初期化される。
６．図１２のフィードバック等化器３１４およびフィードフォワード等化器３００内で、図１４の各ユニット遅延３５０は、ゼロを出力するように初期化される。
７．図１２のフィードバック等化器３１４で、図１４の各ユニット遅延３５８は、ゼロに初期化される。
８．フィードフォワード等化器３００内で、図１４のユニット遅延３５８は、ゼロに初期化される。
９．図１６の累算器４２４は、ゼロの値を真値サンプルインデックス４２６として出力するように初期化される。
１０．ローパス・フィルタ３９４は、オール−ゼロの内部の状態で初期化される。
１１．アップ・サンプラ３９０は、次の出力、すなわち、アップサンプル入力信号３９２がディジタル入力信号２４６の値であるように初期化される。
前記のとおり、復号器１５６は、Ｎc・Ｎcの値が図１０の推定された符号ストリーム２８０で形成されるまで、動作する。ここで、スイッチ２９２は、移動され、推定された符号ストリーム２８０を必要な出力信号２８６にする。図３に示されるように、そこから、データ・ストリーム１２６は、データ・ストリーム１２８から読み出されたデータに対応する。
エンコーダ１５０および復号器１５６が初期化モードに入り、そのモードの状態であることを確認し、図３のデータ・ストリーム１００およびデータ・ストリーム１２６上の値が完全に対応していなければならない。この同期を処理する方法の一例は、ＤＣエリミネータ１８４が行うＤＣ回復を妨害することである。トレーニング開始を報知するために、符号ストリーム１８６は、通常のＤＣ回復周期より長い最大法定符号値、例えば、１６サンプルに設定される。トレーニング・パターンは、この同期パターンの後に行われる。同様に、トレーニングの終了は、前記同期パターン順を逆にする、つまり、最小値の後に最大値を繰り返すことによって、報知される。この同期パターンは、復号器１５６によって検知され、スイッチ２９２を制御するために使われる。
このような同期の他の技術は、よく知らており、従来のモデムで使用されている。例えば、前記のITU-T,V.34に示される。
代替遅延推定器
前記のとおり、遅延推定器３４２は、フィードフォワード等化器３００内のフィルタ・タップの試験によって形成された。他の遅延測定手段も可能である。例えば、以下に示すとおり、図１０のエラー信号２７２および補償信号２７４は、遅延エラー推定値２７０を形成するために使われる。

式中、Δはエラー推定値２７０、ｖは補償信号２７４、ｅはエラー信号２７２、ｋはパラメータをそれぞれ示し、これは、当業者によって容易に理解できる。ｋの値は、検知された信号雑音およびクロック・ジッタの相対的な寄与に応じる。遅延エラー推定値２７０を形成するための遅延測定手段を実行する他の方法は、本発明で使われる。
代替復号器初期化方法
前記のとおり、復号器１５６は、特定の初期化値を用いて設定され、知られたデータ列が転送される間のトレーニング周期が続く。前記方法は、トレーニング列を用い、サンプルごとに反転フィルタ２６８およびクロック推定器２６４のパラメータを更新する。
すべてのパラメータの更新を１つのブロックで行うことができる。トレーニング列を転送する間、復号器１５６は、ディジタル入力信号２４６を示す値を記憶する。いったん、すべてのトレーニング列が転送されると、復号器１５６は、獲得された値を分析し、内部パラメータのための値を計算する。
パラメータを測定するために必要な計算は、以下に示す。
１．レート測定手段を用いて、獲得された信号の基準のディジタル周期Ｔuを計算する。これは、よく知られた信号処理技術、例えば、自動相関分析によって行われる。Ｔuは、Ｎcのおよそ２倍で、トレーニング列の長さであり、Ａ／Ｄ変換器２４０のために望ましいサンプリング・レートを使うことが知られている。この差は、電話システム・クロック２３６とＡ／Ｄ変換器２４０の半分のサンプリング・レートの差が原因である。
２．図１５の公称周期３８０を（Ｔu／２・Ｎc）に初期化する。
３．ディジタル入力信号２４６は、クロック・シンクロナイザ２６０を通過し、遅延エラー推定値２７０によって再サンプルされ、ゼロに設定され、同期信号２６６を送出する。
４．２・Ｎc列、Ｎt行のマトリクスＹを形成する。Ｙの要素は、先に処理された同期信号２６６の値である。第１列を同期信号２６６の連続サンプルで満たし、その後、第２列等にも同様の処理をすることによって、値が記憶される。
５．Ｙの各列の平均を計算し、ｒ、すなわち、２・Ｎc要素のベクトルを形成する。
６．以下の数式を用いて、入力信号の雑音成分のエネルギ、σ²の推定値を算出する。

式中、Ｙijは、Ｙの列i、行jの要素を示す。
７．表１に示すようなトレーニング列値をμロー−線形変換器２７８のような変換器内を通過させることによって、Ｎc要素ベクトル、ｃを算出する。
８．以下に示すように、Ｎf＋Ｎb列およびＮc行を有するマトリクスＡを形成する。

ここで、Ｎfは、図１２のフィードフォワード等化器３００のフィルタ・タップの数である。Ｎbは、フィードバック等化器３１４のフィルタ・タップの数である。例えば、Ｎc＝３、Ｎf＝４、Ｎb＝２の場合、以下のとおりである。

９．以下の数式のｅ²を最小にするＮf＋Ｎb要素のベクトルの値、ｘを見つける。

これは、線形代数、微積分および反復方法からよく知られた技術によって解決される。これは、当業者には、明らかである。
１０．フィードフォワード等化器３００の各タップにに対して、前の値３６０をｘ₁．．．ｘ_Nfでそれぞれ初期化する。
１１．フィードバック等化器３１４の各タップに対応するために、オリジナルの値３６０をｘ_Nf+1．．．ｘ_Nf+Nbで、それぞれ初期化する。
１２．いったん、このパラメータを算出されると、通常の動作が開始する。前記のとおり、パラメータは、エラー信号２７２に応じた適応更新によって、変化する。
前記列は、トレーニング列を用いて、復号器１５６の初期化をする方法のもう１つの一例である。他の多くの方法も可能である。例えば、受信されたトレーニング列は、各端でトランケイトされ、通常モードとトレーニングモード間のスイッチングでの過渡による影響を除去する。線形−μロー変換器２７６およびμロー−線形変換器２７８の正確な過渡レベルは、トレーニング情報を用いて調整され、各前の値３６０に対して修正した等式が用いられる等である。
逆方向チャネルの追加
説明
図１７は、本発明における前記通信システムと逆チャネルとの結合を示す。図３に示されるように、データ・ストリーム１００は、エンコーダ１５０に加えられる。次に、これは、ディジタル網接続１３２を介して、ディジタル電話網１３４に接続される。このデータは、そのままの状態で、データ網接続１３８を介して、ネットワークからクライアントの電話局につながれる。ディジタル情報は、回線インタフェース１４０によって、アナログに変換され、アナログ形式でローカル・ループ１２２上に送られる。クライアントの住宅で、ハイブリッド・ネットワーク１５２は、着信アナログ信号４４８を形成し、エコーキャンセラ４４２は、発信アナログ信号４４４から着信アナログ信号４４８への負担を除去し、アナログ信号１５４を形成する。アナログ信号１５４は、復号器１５６に用いられ、データ・ストリーム１２６を供給する。
クライアント側からのデータ・ストリーム１２８は、変調器４４６によって、発信アナログ信号４４４に変換される。これは、従来のモデムのようなよく知られた技術によって、行われる。さらに、データ・ストリーム１２８は、ハイブリッド・ネットワーク１５２を介して、ローカル・ループ１２２上に送られるように、エコーキャンセラ４４２に加えられる。電話局で、これは、回線インタフェース１４０によって、ディジタル網接続１３６に変換される。ディジタル電話網１３４は、ディジタル網接続１３６上のデータをディジタル網接続１３０に転送する。さらに、復調器４４０は、これをサーバのためにデータ・ストリーム１０２に変換する。
動作
図１７のシステムは、２人の電話加入者間の全二重通信を供給する。すなわち、１つは、ディジタル接続、もう１つは、アナログ接続である。フォワードチャネルの動作は、１つの追加以外は図３に示されているとおりである。エコーキャンセラ４４２は、ハイブリッド・ネットワーク１５２と復号器１５６間に挿入され、逆チャネルの影響を軽減するために追加される。
エコーキャンセラ４４２は、発信アナログ信号４４４をスケールし、着信アナログ信号４４８から抽出し、アナログ信号１５４を生成する。エコーキャンセラの技術および実装は、よく知られている。
逆チャネルは、既存のモデムの変形を用いて実現される。例えば、国際電気通信連合、電気通信規格化セクタ（ITU-T）：「公共スイッチ電話網およびポイントツーポイント二線式電話タイプ回路使用のために信号レート14,400bit/sの速度で動作する二重モデム（A Duplex Modem Operating at Signaling Rates of up to 14,400 Bit/s for Use on the General Switched Telephone Network and on Leased Point to Point 2-wire Telephone-Type Circuits）」、Recommendation V.32bis、スイス、ジュネーブ（１９９１）に示される。データは、変調器４４６によって変調され、発信アナログ信号４４４を形成し、電話システムによって運ばれる。この変調技術は、よく知られている。例えば、14,400bit/sまでの速度で転送できる方法については、前述されている。同様に、28,800bit/sまでの速度で転送できる方法については、国際電気通信連合、電気通信規格化セクタ（ITU-T）、Recommendation V.34、スイス、ジュネーブ（１９９４）に示されている。
発信アナログ信号４４４は、ハイブリッド・ネットワーク１５２を用いて、ローカル・ループ１２２に配置され、すべての電話装置に使われている。ハイブリッド・ネットワーク１５２は、一方の四線式インタフェース（２つの独立、一方向信号）ともう一方の二線式インタフェース（１つの双方向信号）間で、変換する。この二線式信号は、四線式インタフェース側の２つの信号の合計にすぎない。
クライアントの電話局では、電話会社の装置がローカル・ループ１２２上のアナログ信号をディジタル網接続１３６に変換し、電話システム・クロック２３６を用いて、8,000サンプル／秒でサンプリングされる。北米では、この変換が実施され、μローとして知られる非線形マッピングを用いて、８ビット／サンプルを供給し、一般的なオーディオ信号の信号／雑音比を改良する。
μローに変換されると、クライアントの信号は、サーバの住宅に届くまで、ディジタル電話網１３４によって運ばれる。サーバは、電話システムにディジタル接続しているので、信号は、サーバの電話局によってアナログ形式に変換されない。しかしながら、何層ものインタフェース（ＩＳＤＮの「U」または「S」等）が、サーバとディジタル・ネットワーク接続１３６間に介在し、妨害する。しかしながら、ディジタル・ネットワーク接続１３６にある同じデータは、後にディジタル・ネットワークに発生しているので、この妨害ハードウェアの存在は無視できる。復調器４４０は、一部の例外を除いて、既存のモデムのように、変調器４４６と逆の動作をする。入力と出力の両方がディジタルなので、ディジタルハードウェアの中で完全に動作する。一方、既存のモデムは、アナログ入力で動作しなければならない。変調器４４６のように、復調器４４０の実行はよく知られ、前記のとおり、国際電気通信連合、電気通信規格化セクタ（ITU-T）：「公共スイッチ電話網およびポイントツーポイント二線式電話タイプ回路使用のために信号レート14,400bit/sの速度で動作する二重モデム（A Duplex Modem Operating at Signaling Rates of up to 14,400 bit/s for Use on the General Switched Telephone Network and on Leased Point-to-Point 2-wire Telephone-type Circuits）」、Recommendation V.32bis、スイス、ジュネーブ（１９９１）に示されている。
信号の劣化がユーザのローカル・ループだけでしか起こらないので、逆チャネルは、従来のモデムより優れたパフォーマンスである。既存のモデムは、通信パスの両端のローカル・ループで生じるひずみに対処しなければならない。
本発明の代替は、他のよく知られた方法または技術、もしくは、その両方を用いて逆チャネルを供給し、ひずみを除去する。このように、逆チャネルの実施について、一例しか示していないが、本発明の範囲は、限定されるものではない。
逆チャネルの供給は、復号器１５６とエンコーダ１５０の同期を簡略化し、必要に応じて、システムを再初期化するこができる。システムのパフォーマンスは、復号器１５６によってモニタされ、図１０のエラー信号２７２によって試験される。エラー信号２７２が規定レベル（μ法−線形値間の差の平均値の１／３が望ましい）を超えると、復号器１５６は、逆チャネルを介して、エンコーダ１５０にシステムの再初期化の必要性を報知する。
ソース・コーダとの結合
図３に示すように、エンコーダ１５０および復号器１５６の機能を拡張し、エンコーダ１５０に加える前に、データ・ストリーム１００上で反転可能な変成を行うことができる。この変成の影響は、データ・ストリーム１２６を発生させる前に、反転変成を復号器１５６の出力に加えることによって、除去される。この変成は、いかなる反転可能機能を供給するが、限定されない。
エラー訂正
ビットは、データ・ストリームに追加され、よく知られた方法を用いて、エラー訂正および（または）検知ができる。例えば、コンボルーションコード、ブロックコード、または、他のエラー訂正、エラー検知が知られている。図１０に示すように、データ・ストリーム１２６に行われた同じエラー処理が、信号パス、つまり、線形−μロー変換器２７６からμロー−線形変換器２７８に挿入されると、必要な出力信号２８６、線形値２８４およびエラー信号２７２の質は向上し、復号器１５６のパフォーマンスが良くなる。
ソースアルファベットの部分集合
データ通信に利用できるμ法コードワードは２５６あるが、μ法マッピングは、線形領域に不均等に配置されたコードワードになる。したがって、数組のコードワードは、線形雑音またはその他の障害のために、復号器１５６によって容易に混同させられる。このソースコーダは、コードワードの部分集合への出力を制限し、軽減された総データ・レートを犠牲にして、復号器１５６の精度を高める。
これは、復号器１５６を劣悪な回線状態で適用する場合に使われる。それは、デコーダが、規定のエラー標準の範囲内でコードを分離できないことを検知すると、コードワードアルファベットを削減することによって、実現される。コードワードセットを削減することによって、改良されたデータの余白が、減らされたデータ・レートを犠牲にして生じる。このように、このシステムは、データ・レートを低下させることによって、劣化した接続を処理する。
56,000bit/sの電話システムの使用
電話システムで用いられるＰＣＭ転送方法において、各８ビットのコードワードのもっとも少ないビットは、内部同期処理のために使われる。８ビットに１回の割合で０ビットを挿入し、データシステム１００を転送するので、図５に示される符号化プロセスが、挿入されたビットを各符号化値のもっとも小さいビットに配置し、これは、ディジタル網接続１３２に使われる。それから、この挿入されたゼロは、復号器１５６で、後処理データ・ストリーム１２６によって除去される。この方法で、電話システムが低い順にビットを使用することは、転送データにダメージを与えないが、最大データ・レートが56,000bit/sに落ちてしまう。
データ圧縮
ソースコーダは、データ・ストリーム１００の損失のない（または、損失のある）圧縮を供給し、これは、当業者によく知られている。これは、レンペル・ジフ圧縮、ランレングス符号化、ハフマン符号化を含む（これだけに限られない）。選択された圧縮変成はよく知られており、データ・ストリーム１２６に使われる。
その他の電話システムの使用
前記方法は、オーディオ信号を転送するためにμ法以外の非線形圧縮処理を用いる電話システムで使用される。例えば、世界中の大部分でA法の符号化を用いる。本発明の態様においては、すべてのμロー−線形変換器および線形−μロー変換器をA法等価に取り替えることによって、このシステムを適用できる。この等価は、２５６個の素子ルックアップ・テーブルを用いて、実行できる。この場合、その表は、よく知られたA法マッピングの中にある。これは、当業者において自明である。
既存のモデムとの組み合わせ
本発明においては、既存のモデムと組み合わせて使用できる。従来のシステムにおいて、図１で示すように、モデム１０４は、前記エンコーダ１５０の機能を組み込むために修正される。さらに、モデム１２４は、復号器１５６の機能を含むためにも修正される。
呼が修正されたモデム１０４とモデム１２４間で接続されたとき、双方のモデムは、修正されていないモデム間の通常の接続として動作する。モデムの初期化が完了した後、モデム１０４は、通話プロトコルを用いて、通話要求をモデム１２４に送信する。このプロトコルは、国際電気通信連合によって標準化されている。モデム１２４が復号器１５６を有するなら、要求に応答できる。もし、復号器１５６を有しないなら、要求は拒絶され、通常のモデム通信が使われる。
通信可能であるという応答を受けると、モデム１２４およびモデム１０４は、図１７に示す動作に切り替え、初期化が開始する。この方法で、モデムと復号器の結合が既存のモデムの内部で行われ、それが可能な場合、本発明によって、処理能力が向上する。
データベースサーバとの結合
本発明のひとつの態様においては、サーバを用いて、サーバと複数のユーザ間のあらゆるタイプのデータ通信（情報、オーディオ、ビデオ等）を供給できる。これは、図１８に示されている。
サーバ４５０は、サーバデータ４５２をサーバインタフェース４５４に供給し、サーバインタフェース４５４は、前記エンコーダ１５０のようなエンコーダが配置され、復調器４４０のような復調器も配置されている。サーバインタフェース４５４は、ＩＳＤＮ PRIインタフェースのようなサーバ接続４５６を介して、ディジタル電話網１３４に接続する。このサービスの各加入者は、クライアントインタフェース４６０を有する。クライアントインタフェース４６０は、図１７に示すように、復号器１５６、追加的に、エコーキャンセラ４４２、変調器４４６から構成される。クライアントインタフェース４６０は、クライアント接続４５８上で動作し、クライアントデータ・ストリーム４６２を供給する。
全体的に、この構成によって、複数のユーザが個別に中央サーバまたはサーバと通信することができる。この構成は、以下に示すデータサービスに役立つ。オーディオまた音楽分配、オンラインサービス、ネットワークサービスへの接続、ビデオまたはテレビ分配、ボイス、情報分配、クレジットカードの照会、銀行業務、双方向コンピュータ接続、リモート在庫管理、POSシステム、マルチメディア等、このほかにもまだある。本発明の他の適用または構成は、他にも適用できる。
高速ファクシミリ転送
図１９に示すように、本発明においては、高速ファクシミリ転送に使われる。転送FAX４７０は、よく知られた方法で、画像を走査し、その画像を転送データ・ストリーム４７２に変換する。例えば、図１７に示すように、転送データ・ストリーム４７２は、分配システム４７４を介して、受信されたデータ・ストリーム４７６に転送される。受信FAX４７８は、逆に、データ・ストリームを画像に変換し、それを印刷したり、図１７に示すように、表示する。分配システム４７４は、データ・ストリーム１００を用い、転送されたデータ・ストリーム４７２およびデータ・ストリーム１２６によって取り替えられたり、受信されたデータ・ストリーム４７６によって取り替えられる。さらに、データ・ストリーム１２８およびデータ・ストリーム１２６は、受信FAX４７８および転送FAX４７０間の通話プロトコルのために使われる。これは、国際電気通信連合、電気通信規格化セクタ（ITU-T）,Recommendation V.17：「14,400b/s速度のファクシミリのための二線式モデム（A 2-Wire Modem for Facsimile Applications With Rates up to 14,400b/s）」、スイス、ジュネーブ（１９９１）に示される。この方法で、転送ＦＡＸ４７０から転送するファクシミリは、従来の転送方法より高速で受信ＦＡＸ４７８に転送できる。
ＩＳＤＮ／ディジタル電話リレー
本発明においては、ＩＳＤＮまたはディジタル電話と結合して利用することである。これは、ディジタル接続されたパーティから電話網にアナログ接続しかしていない第２パーティへの転送のためのＩＳＤＮと同等の機能を供給する。これは、図１７に示すシステムを直接用いるか、または、図２０の媒介リレーを使う。
ディジタル加入者４８０は、アナログ加入者４９０にディジタル呼を送信する。アナログ加入者４９０は、ディジタル電話網へ直接にディジタル接続できないが、そのかわり、アナログ加入者接続４８８ができる。すべてのディジタル接続がディジタル加入者４８０とリレーサーバ４８４間で開かれ、ＩＳＤＮ Switched-56,T1等のようなディジタル接続４８２が用いられる。リレーサーバ４８４は、リレー接続４８６を介して、アナログ加入者４９０と通信し、図１７に示す従来のモデムまたはシステムを利用する手段を用いる。当業者に知られているフロー制御方法を用いれば、アナログ専用加入者もディジタル接続を利用できる。このような接続は、ボイス、データ、データFAX、ビデオ、オーディオ等のディジタル通信に利用できる。
リレーサーバ４８４を既存のディジタル電話網１３４に組み込み、アナログ加入者にディジタル接続できる。
本発明の範囲
本発明は、現在考えられる形態で、もっとも実際的で好ましい実施の形態に関して、記載されているが、本発明は、開示された実施の形態にとどまらず、本発明の請求の範囲に含まれる種々の応用および同等の構成が考えられる。
例えば、同等のトレーニング要求は、図１７の逆チャネルによって実現される。図１７の逆チャネルは、復号器１５６からエンコーダ１５０までの情報の流れを制御するための他の構成を供給することもできる。しかしながら、このような構成で、本発明は、データプロバイダとユーザ間のデータ転送を供給する。
さらに、電話回線の競合は、当業者において自明である他の同等の構成によって解決される。すなわち、同等のトレーニング処理が行われ、異なる等価手段が使われ、システムは、本発明の範囲内において、他の電話局の装置に適用される。したがって、当業者においては、以上の応用および修正は、以下の本発明の請求の範囲内であることを理解されたい。
付録−擬似コードの実行
以下の擬似コードは、本発明の種々の部分を理解するために役立つ。この擬似コードは、完全なまたは最適の実行というわけではない。このコードは前記の基本的なシステムの動作を示し、高度な応用は示していない。ソフトウェアコードが示されているが、実際の実行は、専用ハードウェアと同様に、プロセッサによって使われるプログラム、または、ハードウェアとプログラムの組み合わせによって行われる。

Claims

ディジタル・データ源と、アナログ・ループ（１２２）によってディジタル電話網（１３４）に接続されたアナログ加入者との間で通信を行う高速データ転送システムであって、
前記ディジタル・データ源に接続され、前記データ源からの入力（１００）を前記ディジタル電話網（１３４）によって用いられる量子化値に対応する一組のコードワードから選択した一連のコードワードに変換するエンコーダ（１５０）と、
前記一連のコードワードをディジタル形式で前記エンコーダ（１５０）から前記ディジタル電話網（１３４）に送信するインターフェース（１８８）と、
前記アナログ・ループ（１２２）によって前記ディジタル電話網（１３４）に接続され、前記アナログ・ループはアナログ信号をデコーダに供給し、そのアナログ信号は前記一連のコードワードのアナログ表現であり、前記デコーダは前記アナログ信号に応答して前記一連のコードワードをディジタル形式で前記アナログ信号から再構築するデコーダ（１５６）と
を含むことを特徴とするシステム。
前記エンコーダは、前記データ源からのソース・データ・ストリーム（１００）を前記一組のコードワードから選択した前記一連のコードワードに変換するシリアル／パラレル変換器（１８０）を含み、前記一組のコードワードは前記ディジタル電話網（１３４）を前記アナログ・ループ（１２２）に接続するライン・インターフェース（１４０）において適用される一組の量子化値に対応することを特徴とする請求項１記載のシステム。
ＤＣ成分を除去するために前記変換器（１８０）に補償器（１８４）が接続されていることを特徴とする請求項２記載のシステム。
前記補償器（１８４）は、ＤＣ回復コードワードをシーケンスに一定間隔で挿入することによって前記一連のコードワードを修正するように構成されていることを特徴とする請求項３記載のシステム。
前記変換器（１８０）は、シリアル／パラレル変換器であることを特徴とする請求項２、３又は４記載のシステム。
前記ディジタル電話網コードワードは、μローによってエンコードされたコードワードを含むことを特徴とする請求項１乃至５に記載のシステム。
前記ディジタル電話網コードワードは、Ａローによってエンコードされたコードワードを含むことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のシステム。
前記一組のコードワードは、ディジタル電話網コードのサブセットを含むことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載のシステム。
前記デコーダ（１５６）は、前記アナログ・ループ（１２２）へのインターフェースであって、前記デコーダに転送されたアナログ信号に応じて入力信号を生成するインターフェースと、前記入力信号からクロックを回復する手段（２６０，２６２）と、前記入力信号から等化信号を生成する手段（２６８）と、前記再構築された一連のコードワードを前記等化信号から生成する手段（２７６）とを含むことを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載のシステム。
前記クロックを回復する手段は、クロック・シンクロナイザ（２６０）と、前記クロック・シンクロナイザに接続されたクロック推定器（２６４）とを含むことを特徴とする請求項９記載のシステム。
前記クロック推定器（２６４）は、前記等化信号を生成する手段（２６８）からの遅延エラー推定信号を受信するように構成されていることを特徴とすることを特徴とする請求項１０記載のシステム。
前記等化信号生成手段（２６８）は、適応的逆フィルタを含むことを特徴とする請求項１０記載のシステム。
前記適合逆フィルタ（２６８）は、前記クロック・シンクロナイザ（２６０）からの出力を受信するように接続されたフィードフォワード等化器（３００）と、第１入力、第２入力及び出力を有し、前記第１入力は前記フィードフォワード等化器（３００）からの出力を受信するように接続されたサブトラクタ（３０８）と、前記サブトラクタの前記出力と前記第２入力との間に接続されたフィードバック等化器（３１４）とを含むことを特徴とする請求項１２記載のシステム。
前記フィードフォワード等化器（３００）及び前記フィードバック等化器（３１４）は、スケールされたエラー信号に応じて適応的に更新されることを特徴とする請求項１３記載のシステム。
前記再構築された一連のコードワードを生成する手段は、線形／μロー変換器（２７６）を含むことを特徴とする請求項９乃至１４のいずれかに記載のシステム。
前記データ源から受信した信号パターンを所定の信号パターンと比較する手段と、前記一連のコードワードをディジタル形式で前記アナログ信号から再構築する手段とを有することを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載のシステム。
前記一連のコードワードをディジタル形式で前記アナログ信号から再構築する手段は、クロック・シンクロナイザ（２６０）を含むことを特徴とする請求項１６記載のシステム。
前記クロック・シンクロナイザ（２６０）は、アップサンプラ（３９０）と、前記アップサンプラに接続された低域フィルタ（３９４）と、前記低域フィルタに接続され、少なくとも２つのサンプル成分を生成するセレクタ（３９８）と、前記少なくとも２つのサンプル成分をスケールする、前記セレクタに接続された手段（４０４，４０６）と、前記スケールする手段に接続され、前記スケールされたサンプル成分を受信して結合するコンバイナ（４１２）とを含む請求項１７記載のシステム。
前記クロック・シンクロナイザ（２６０）は、適応的に更新されることを特徴とする請求項１８記載のシステム。
前記一連のコードワードをディジタル形式で前記アナログ信号から再構築する手段は、等化器（２６８）を含むことを特徴とする請求項１６乃至１９のいずれかに記載のシステム。
前記等化器（２６８）は、逆フィルタを含むことを特徴とする請求項２０記載のシステム。
前記逆フィルタは、出力を有するフィードフォワード等化器（３００）と、第１入力、第２入力及び出力を有し、前記フィードフォワード等化器の出力は前記第１入力に接続されたコンバイナ（３０８）と、前記コンバイナの出力と前記第２入力との間に接続されたフィードバック等化器（３１４）とを含むことを特徴とする請求項２１記載のシステム。
前記等化器（２６８）は、適応的等化器であることを特徴とする請求項２０記載のシステム。
前記一連のコードワードをディジタル形式で前記アナログ信号から再構築する手段は、適応的クロック回復システム（２６０，２６２）を含むことを特徴とする請求項１６のシステム。
前記一連のコードワードをディジタル形式で前記アナログ信号から再構築する手段は、反転フィルタ（２６８）に接続されたアナログ／ディジタル変換器（２４０）を含むことを特徴とする請求項１６記載のシステム。
ディジタル・データ源と、ディジタル電話網（１３３）にアナログ・ループ（１２２）によって接続されたアナログ加入者との間で通信を行う高速データ転送方法であって、
前記データ源からの入力をエンコーダ（１５０）によって、前記ディジタル電話網（１３４）によって使用される量子化値に対応する一組のコードワードから選択した一連のコードワードに変換するステップと、
前記一連のコードワードをディジタル形式でインターフェースによって前記エンコーダ（１５０）からディジタル電話網（１３４）へ送信するステップと、
前記一連のコードワードをディジタル形式でデコーダ（１５６）によって、前記アナログ・ループ（１２２）によって供給されるアナログ信号から再構築するものであって、前記デコーダは前記アナログ・ループによって前記ディジタル電話網（１３４）に接続され、前記アナログ信号は前記一連のコードワードのアナログ表現であるステップと
を含む方法。
前記方法は前記アナログ・ループ（１２２）から前記デコーダによって受信されたアナログ信号に応じて前記デコーダ（１５６）を初期化するステップを含み、前記ディジタル電話網（１３４）コードワードは前記ディジタル電話網を前記アナログ・ループに接続するライン・インターフェース（１３４）において適用される一組の量子化値に対応することを特徴とする請求項２６記載の高速データ転送方法。
前記ディジタル電話網コードワードは、前記量子化値のパルスコード変調表現を含むことを特徴とする請求項２７記載の方法。
前記量子化値は、前記ディジタル電話網によって使用されるμロー量子化値であることを特徴とする請求項２８記載の方法。
前記デコーダは、前記ディジタル電話網によって使用されるクロック・レートに同期されることを特徴とする請求項２７、２８又は２９のいずれかに記載の方法。
前記クロック・レートは約８０００サンプル毎秒であることを特徴とする請求項３０記載の方法。
所定のトレーニング・パターンを用いて前記デコーダ（１５６）をトレーニングするステップを特徴とする請求項２７乃至３１のいずれかに記載の方法。
前記ディジタル電話網コードワードの一組の選択するステップは、前記トレーニングに従って行われることを特徴とする請求項３２記載の方法。
前記トレーニングするステップは、前記コードワードを再構築する前に生じることを特徴とする請求項３２又は３３記載の方法。
前記デコーダ（１５６）のパラメータを前記トレーニングに従って適応させるステップを特徴とする請求項３２，３３又は３４記載の方法。
前記パラメータは、前記デコーダ（１５６）内のクロック・シンクロナイザ（２６０）に関連することを特徴とする請求項３５記載の方法。
前記パラメータは、前記デコーダ（１５６）内の逆フィルタ（２６８）に関連することを特徴とする請求項３５記載の方法。
前記デコーダ（１５６）のパラメータを前記所定のトレーニング・パターンに従って更新するステップさらに含むことを特徴とする請求項３５，３６又は３７記載の方法。
前記トレーニングするステップは、前記デコーダ（１５６）によって前記アナログ・ループ（１２２）から受信された第１の所定トレーニング・パターンを前記デコーダによって格納された第２所定トレーニング・パターンと比較するステップを含むことを特徴とする請求項３２乃至３８のいずれかに記載の方法。
前記再構築された一連のコードワードをディジタル・データ・ストリームに変換する手段（２９０）が提供されることを特徴とする請求項１乃至２５のいずれかに記載のシステム。
前記再構築された一連のコードワードを変換する手段（２９０）は、パラレル／シリアル変換器を含むことを特徴とする請求項４０記載のシステム。
前記ディジタル・データ・ストリームは、２８．８ｋｂｐｓを超えるレートで抽出されることを特徴とする請求項４０又は４１記載のシステム。
前記加入者から前記ディジタル・データ源に情報を転送する逆チャネルを特徴とする請求項１記載のシステム。
復調器（４４０）が前記加入者からの情報を受信するインターフェースに接続されたことを特徴とする請求項４３記載のシステム。
前記復調器（４４０）は、ディジタル入力を受信するとともにディジタル出力を生成するように適応されたことを特徴とする請求項４４記載のシステム。
前記デコーダ（１５６）は、前記アナログ信号におけるひずみを除去する手段を含むことを特徴とする請求項１記載のシステム。
前記ひずみは、
アナログ・ループ（１２２）上での電気的ひずみと、
前記ディジタル電話網（１３４）及び前記アナログ・ループ（１２２）間のインターフェース（１４０）におけるディジタルからアナログへの変換によるひずみと、
前記ディジタル電話網（１３４）及び前記アナログ・ループ（１２２）間のインターフェース（１４０）で生じるフィルタリングによるひずみと
の少なくとも１つを含むことを特徴とする請求項４６記載のシステム。
前記ディジタルからアナログへの変換は、非線形圧伸回路（２７６）を含むことを特徴とする請求項４７記載のシステム。
前記再構築された一連のコードワードは、ディジタル・データ・ストリームに変換されることを特徴とする請求項２６乃至３９のいずれかに記載の方法。
前記ディジタル・データ・ストリームは、２８．８ｋｂｐｓを超えるレートで抽出されることを特徴とする請求項４９記載の方法。
請求項１記載の高速データ転送システムにおいて使用される高速データ転送エンコーダ（１５０）であって、ディジタル・データ源と、アナログ・ループ（１２２）によってディジタル電話網（１３４）に接続されたアナログ加入者との間で通信するものであって、前記エンコーダは、前記ディジタル電話網（１３４）及び前記アナログ・ループ（１２２）を通じて前記加入者に転送するディジタル信号を生成するように構成され、
前記データ源からのソース・データ・ストリーム（１００）を一組のコードワードから選択した一連のコードワードに変換し、前記一組のコードワードは前記ディジタル電話網（１３４）を前記アナログ・ループに接続するライン・インターフェース（１４０）に適用される一組の量子化値に対応する変換器（１８０）と、
前記変換器（１８０）に接続され、前記一連のコードワードをディジタル形式で前記エンコーダ（１５０）から前記ディジタル電話網（１３４）に転送するインターフェース（１８８）と
を含む高速データ転送エンコーダ。
前記変換器（１８０）に接続され、ＤＣ成分を除去する補償器（１８４）をさらに含むことを特徴とする請求項５１記載のエンコーダ。
前記補償器（１８４）は、シーケンスにＤＣ回復コードを一定間隔で挿入することによって前記一連のコードワードを修正するように構成されたことを特徴とする請求項５２記載のエンコーダ。
前記ディジタル電話網コードワードがμローによってエンコードされたコードワードを含むシステムにおける使用に適する請求項５１、５２又は５３に記載のエンコーダ。
前記ディジタル電話網コードワードがＡローによってエンコードされたコードワードを含むシステムにおける使用に適する請求項５１、５２又は５３に記載のエンコーダ。
前記変換器（１８０）は、シリアル／パラレル変換器であることを特徴とする請求項５１乃至５５のいずれかに記載のエンコーダ。
前記一組のコードワードは、ディジタル電話網コードのサブセットを含むことを特徴とする請求項５１乃至５６のいずれかに記載のエンコーダ。
請求項１記載の高速データ転送システムにおいて使用される高速データ転送デコーダ（１５６）であって、ディジタル・データ源と、アナログ・ループ（１２２）によってディジタル電話網（１３４）に接続されたアナログ加入者との間で通信するものであって、前記デコーダは、前記アナログ・ループ（１２２）と接続し、入力信号を前記アナログ・ループからのアナログ信号に応じて生成するように構成され、前記アナログ信号は前記ディジタル電話網（１３４）によって用いられる量子化値に対応する一組のコードワードから選択した一連のコードワードのアナログ表現であるインターフェースと、前記入力信号からクロックを回復する手段（２６０，２６２）と、前記入力信号から等化信号を生成する手段（２６８）と、前記等化信号から前記一連のコードワードを再構築する手段（２７６）とを含むことを特徴とするデコーダ。
前記入力信号からクロックを回復する手段（２６０、２６２）は、クロック・シンクロナイザ（２６０）と、前記クロック・シンクロナイザに接続されたクロック推定器（２６４）とを含むことを特徴とする請求項５８に記載のデコーダ。
前記クロック推定器（２６４）は、前記入力信号から等化信号を生成する手段（２６８）からの遅延エラー推定信号を受信するように適応されたことを特徴とする請求項５９記載のデコーダ。
前記等化信号生成手段は、適応逆フィルタ（２６８）を含むことを特徴とする請求項５８乃至６０のいずれかに記載のデコーダ。
前記適応逆フィルタ（２６８）は、
前記クロック回復手段（２６０）からの出力を受信するように接続されたフィードフォワード等化器（３００）と、
第１入力、第２入力及び出力を有し、前記第１入力は前記フィードフォワード等化器（３００）からの出力を受信するように接続されたサブトラクタと、
前記サブトラクタの出力と前記第２入力との間に接続されたフォード・バック等化器（３１４）と
を含むことを特徴とする請求項６１記載のデコーダ。
前記フィードフォワード等化器（３００）及び前記フォード・バック等化器（３１４）は、スケールされたエラー信号に従い適応的に更新されることを特徴とする請求項６２記載のデコーダ。
前記一連のコードワードを再構築する手段は、線形／μロー変換器（２７６）を含む請求項５８記載のデコーダ。
前記デコーダ（１５６）内のパラメータを前記データ源から受信した信号パターンに応じて調整する手段が提供され、前記コードワードを再構築する手段は前記調整する手段に応答することを特徴とする請求項５８乃至６４のいずれかに記載のデコーダ。
前記一連のコードワードをディジタル形式で前記アナログ信号から再構築する手段は、クロック・シンクロナイザ（２６０）を含むことを特徴とする請求項６５記載のデコーダ。
前記クロック・シンクロナイザ（２６０）は、アップサンプラ（３９０）と、前記アップサンプラに接続された低域フィルタと、前記低域フィルタに接続され、少なくとも２つのサンプル成分を生成するセレクタと、前記少なくとも２つのサンプル成分をスケーリングする、前記セレクタに接続されたスケーリング手段と、前記スケーリング手段に接続され、前記スケールされたサンプル成分を受信して結合するコンバイナとを含むことを特徴とする請求項６６記載のデコーダ。
前記クロック・シンクロナイザ（２６０）は、適応的に更新されることを特徴とする請求項６６記載のデコーダ。
前記一連のコードワードをディジタル形式で前記アナログ信号から再構築する手段は、等化器（２６８）を含むことを特徴とする請求項６５乃至６８のいずれかに記載のデコーダ。
前記等化器（２６８）は、逆フィルタを含むことを特徴とする請求項６９記載のデコーダ。
前記等化器（２６８）は、適応的等化器であることを特徴とする請求項６９記載のデコーダ。
前記適応手段は、前記データ源から受信した前記信号パターンを所定の信号パターンと比較する手段を含むことを特徴とする請求項６５記載のデコーダ。
前記一連のコードワードをディジタル形式で前記アナログ信号から再構築する手段は、適応的クロック回復システム（２６０，２６２）を含む請求項６５記載のデコーダ。
前記一連のコードワードをディジタル形式で前記アナログ信号から再構築する手段は、反転フィルタ（２６８）に接続されたアナログ／ディジタル変換器（２４０）を含むことを特徴とする請求項６５記載のデコーダ。