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KR100422963B1 - 소스로부터 가입자로 통신하기 위한 방법과 디지털 데이터 스트림을 복원하기 위한 고속 디코더 - Google Patents

소스로부터 가입자로 통신하기 위한 방법과 디지털 데이터 스트림을 복원하기 위한 고속 디코더 Download PDF

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KR100422963B1
KR100422963B1 KR10-2000-7013710A KR20007013710A KR100422963B1 KR 100422963 B1 KR100422963 B1 KR 100422963B1 KR 20007013710 A KR20007013710 A KR 20007013710A KR 100422963 B1 KR100422963 B1 KR 100422963B1
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브렌트 타운젠드
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Abstract

종래의 모뎀을 포함하는 기존의 방법으로 가능한 것보다 더 빠른 속도로 기존의 전화라인을 통해 데이터 전송을 가능하게 하는 새로운 데이터 통신 시스템이 개시된다. 두개의 통신 엔드포인트의 신규한 대칭 특성을 사용함으로써, 데이터 속도에 대한 현재 수용된 최대 이론적 제한은 더이상 적용가능하지 않다. 일 엔드포인트는 디지털 전화 네트워크에 직접 접속되는 반면 다른 엔드포인트는 종래의 전화 접속을 이용한다. 이것은 단일 전화 라인 인터페이스 및 단일 아날로그 루프를 보상하기 위한 전송 문제를 감소시킨다. 이 보상 및 필요로하는 클럭 동기의 제공 수단이 생성되었으며, 시스템의 실질적인 실행을 가능하게 한다.
새로운 시스템은 광역 오디오 전송, 비디오 전송, 네트워킹, 팩시밀리 전송, 및 원격 컴퓨터 액세스를 포함하여 여러개의 액티브 영역에 널리 사용된다.

Description

소스로부터 가입자로 통신하기 위한 방법과 디지털 데이터 스트림을 복원하기 위한 고속 디코더 {METHOD FOR COMMUNICATING FROM A SOURCE TO A SUBSCRIBER AND A HIGH SPEED DECODER FOR RECOVERING A DIGITAL DATA STREAM}
본 발명은 일반적으로 데이터 통신 장치에 관한 것으로, 특히 전화 접속을 통해 디지탈 데이터를 전송하기 위한 장치에 관한 것이다.
데이터 통신은 현대 사회의 여러 가지 면에서 중요한 역할을 한다. 뱅킹 트랜잭션, 팩시밀리, 컴퓨터 네트워크, 원격 데이터베이스 액세스, 크레디트 카드 비준, 및 다른 여러 가지 적용예들은 디지탈 정보를 한 점에서 다른 점으로 신속히 이동시키기 위한 능력에 전부 의존한다. 이러한 전송 속도는 이러한 서비스들의 품질에 직접 영향을 미치며, 대부분의 경우, 적용예들은 어떤 임의의 기본적인 용량없이는 실행불가능하다.
최저 레벨에서, 이러한 디지탈 데이터 트래픽의 대부분은 전화 시스템을 통해 실행된다. 컴퓨터, 팩시밀리 기기, 및 다른 장치들은 규칙적인 전화 접속이나 또는 동일한 특성을 많이 공유하는 전용 라인을 통하여 서로 자주 통신한다. 어떤 경우에는, 데이터는 먼저 음성 전송을 위해 첫 번째로 지정된 전화 시스템과 호환가능한 형태로 변환되어야 한다. 수신단에서, 전화 신호는 데이터 스트림으로 다시 변환되어야 한다. 상기 두가지 작업은 항상 모뎀에 의해 달성된다.
모뎀은 상기한 필요성에 상응하는 두 가지 작업을 실행한다 : 즉, 데이터 스트림을 전화 시스템에 의해 반송될 수 있는 오디오 신호로 변환하는 변조 작업과, 오디오 신호를 취하여 데이터 스트림을 재구성하는 복조작업이 있다. 한 쌍의 모뎀, 접속의 각 단부에서의 모뎀은 두 점 사이의 양방향 통신을 허용한다. 오디오 신호상의 제약조건은 데이터가 모뎀을 사용하여 전달될 수 있는 속도의 제한을 가져온다. 이 제약조건은 제한된 대역폭과 잡음 및 혼선에 의한 데이터의 저하를 포함한다. 전화 시스템은 일반적으로 300 Hz 내지 3,400 Hz 사이의 주파수 범위에 속하는 신호만 반송할 수 있다. 이 범위밖의 신호는 급격하게 감쇠된다. 이 범위는 인간 음성 스펙트럼에 의해 상당 부분 덮혀지기 때문에 전화 시스템의 설계로 형성되었다. 그러나, 채널의 대역폭은 최대 도달가능한 데이터 속도를 결정하는 하나의 인자이다. 다른 인자 상수에도 불구하고, 데이터 속도는 대역폭에 직접 비례한다.
다른 인자는 오디오 신호나 또는 통신 엔드포인트를 제어할 수 없는 다른 임의의 신호의 왜곡이다. 이것은 전화 시스템(혼선), 전기적 잡음, 및 하나에서 다른 하나로의 신호의 변환에 의해 유도된 잡음에 의해 반송되는 다른 신호의 전기적인 픽업을 포함한다. 마지막 형태는 이후에 설명할 것이다.
일반적인 효용을 위하여, 모뎀은 가장 양호한 전화 접속을 통해 작동가능하게 설계된다. 그러므로, 모뎀은 대역폭 제한과 제거될 수 없는 상당한 잡음을 포함하는 최악의 경우를 위해 설계되어야 한다. 비록 그렇다 하더라도, 과거 수년동안 모뎀 설계에 실질적인 진행이 이루어졌다. 초당 28,800 비트까지의 속도로 작동할 수 있는 장치들은 지금 일반적으로 통용되고 있다. 『국제 전기통신 연합, 전기통신 표준화 섹터(ITU-T), 권고 V.34, 제네바, 스위스(1994)』를 참조한다. 그러나, 채널 대역폭과 잡음 레벨에 의거한 이론적인 논증은 최대 가능 속도가 거의 얻어졌으며 상당한 증가는 주어진 제약조건과 아주 다르다는 것을 보여준다. 이것은 『씨. 이. 섀논, " 통신의 수학 이론", 벨 시스템 테크니컬 저널, 27:379-423, 623-656(1948)』에 기술되어 있다.
불행하게도, 초당 30,000 비트에 이르는 속도가 많은 데이터 통신 적용에 실행가능하게 된다 할지라도, 종래의 모뎀 전송은 아직 모든 용도에 대하여 충분히 빠르지는 않다. 이러한 속도에서, 텍스트 전송은 빠르며, 디지탈화된 음성과 같은 저품질 오디오는 수용가능하다. 그러나, 팩시밀리 또는 정지 화상(still-image) 전송은 느리며, 고품질 오디오는 제한되고 풀-모션 비디오(full-motion video)는 안전하게 달성될 수 없다. 즉, 필요한 것은 좀 더 큰 데이터 전송 용량이다. 이것은 새로운 적용예를 위하여 그리고 많은 현존하는 적용예의 실행을 최대화하기 위한 필수조건이다.
물론, 전화 회사, 케이블-텔레비젼 공급자 등은 이와같이 증가하는 데이터 전송의 필요성을 무시할 수 없다. 사업 및 소재에 고속 데이터를 연결시키기 위한 한가지 방법은 엔드-투-엔드 디지탈 접속방식을 제공하는 것으로, 그것에 의해 부가적인 모뎀에 대한 필요성이 해소된다. 이러한 서비스를 제공하는 것으로 통합 서비스 디지탈 네트워크(ISDN)가 있다. 다음 문헌을 참조한다. 『국제 전화통신 연합, 전화통신 표준화 섹터(ITU-T), " 통합 서비스 디지탈 네트워크(ISDN)", 권고 I.120, 제네바, 스위스(1993)』, 및 『 존 랜드웨어, " 골든 스플라이스(golden splice) : 글로벌 디지탈 폰 네트워크 입문", 노스웨스턴 유니버시티(1992)』. ISDN은 현존하는 아날로그 로컬 루프를 160,000 비트/초 디지탈 접속으로 대체한다. 내부-기지국 트래픽 및 긴 거리의 벌크가 이미 디지탈방식으로 반송되기 때문에, 상기 디지탈 로컬 루프는 엔드-투-엔드 디지탈 음성, 컴퓨터 데이터 또는 정보전달의 어떤 다른 형태를 위해 사용될 수 있다. 로컬 루프에 대한 데이터 전송 속도를 달성하기 위하여, 라인의 양단부에 특수 장비가 설치되어야 한다. 실제로, 전체 전화 네트워크는 현재 음성 전송 네트워크에서 일반 데이터 전송 서비스로의 변환을 하고 있으며, 이 음성은 단지 데이터의 하나의 특수 형태일 뿐이다.
한 번 설치되면, 각각의 기본 ISDN 링크는 64,000 비트/초 의 용량을 갖는 두 개의 데이터 채널과, 16,000 비트/초의 용량을 갖는 제어 채널과, 감소된 호출 접속 시간, 및 다른 이점들을 제공할 것이다. 이러한 속도에서, 팩시밀리 및 정지화상 전송은 거의 순간적일 수 있으며, 고품질 오디오는 실행가능하며, 원격 컴퓨터 접속은 5배의 속도 증가에 의해 이롭게 될 것이다. 또한, 풀-모션 비디오쪽으로의 일부 진행이 이루어 질 수도 있다.
ISDN의 하측은 그 이용가능성이거나 그것의 결함이다. ISDN을 사용하기 위하여, 사용자의 중앙 기지국은 이러한 서비스를 제공하도록 업그레이드되어야 하며, 사용자는 그것의 온-프레미스(on-premise) 장치(예를 들면, 전화)를 이와 동등한 디지탈 장치로 대체해야 하며, 중앙 기지국에서의 각 개별 라인 인터페이스는 디지탈 데이터 스트림을 반송하기 위해 변형되어야 한다. 이 마지막 단계, 모든 전화와 중앙 기지국 사이의 수백만의 아날로그 접속의 디지탈 링크로의 변환은 방대하다. 이 작업의 중요성은 ISDN의 전개가 느리고 커버리지가 일정시간동안 고립될 수 있다는 것을 나타낸다. 전원이나 멀리 떨어져 거주하는 영역은 이러한 서비스를 절대로 사용할수 없을 수도 있다.
고속 데이터 통신 서비스를 잠재적으로 제공할 수 있는 다른 현존하는 인프라구조는 케이블 텔레비젼 시스템이다. 저대역폭을 통해 사용자에게 꼬인 쌍의 배선을 접속하는 전화 시스템과는 달리, 케이블 시스템은 거주지의 대분류에 대한 고대역폭 접속을 제공한다. 이 배선에서 사용하지 않은 용량은 초당 천만 또는 일억 비트의 데이터 속도를 제공한다. 이것은 풀-모션 디지탈 비디오를 포함하는 모든 서비스에 대하여 충분한 것 이상이다. 그러나, 케이블 시스템은 그것의 네트워크 아키텍처와 같은 심각한 문제를 갖고 있다. 전화 시스템은 포인트-투-포인트 접속을 제공한다. 즉, 각 사용자는 그 사용자의 접속의 전체 용량을 완전히 사용한다. - 서로 공유하지 않으며 다른 것에 의한 사용에 기인하여 직접 문제가 되지는 않는다. 한편, 케이블 시스템은 방송 접속을 제공한다. 전체 용량은 각 사용자 접속에 동일한 신호가 나타나기 때문에 모든 사용자에 의해 공유된다. 그러므로, 비록 전체 용량이 높더라도, 서비스를 필요로하는 사용자 수에 의해 분할된다. 이 아키텍처는 모든 사용자들이 케이블의 원래 설계 목표나 텔레비젼 분배등과 같이 동일한 데이터를 필요로하는 경우에 잘 작동되며, 다른 데이터를 필요로하는 사용자들에게는 잘 사용되지 않는다. 메트로폴리탄 영역에서 각 사용자들에게 이용가능한 데이터 용량은 ISDN이나 모뎀 접속을 통한 것보다 훨씬 더 작을 수도 있다.
대다수의 사용자들에게 고속 데이터 접속을 제공하기 위하여, 케이블 시스템은 보다 적은 거주 영역에 걸쳐 케이블 대역폭을 효과적으로 공유하는 사용자 거주의 다른 세그먼트를 고립시키기 위하여 변형될 수 있다. 그러나, ISDN처럼, 이것은 앞으로 수년동안 부분적인 서비스만을 제공할 수 있는 느리고 비싼 처리일 것이다.
모뎀을 설계하는데 사용되는 방법은 대개 수십년동안 변하지 않고 남아있는 전화 시스템의 모델을 기초로한다. 즉, 모뎀은 한정된 대역폭(400-3400 Hz)과 신호 레벨의 30dB 아래 정도에 있는 부가적인 잡음 성분을 갖는 아날로그 채널로 모델링된다. 그러나, 현재 전화 시스템의 대부분은 내부-기지국 통신을 위한 아날로그 파형의 샘플링된 표현의 디지탈 전송을 사용한다. 각 중앙 기지국에서, 아날로그 신호는 64,000 비트/초 펄스 코드 변조된 (PCM) 신호로 변환된다. 이어서, 수신국은 그것을 가입자 라인에 놓기전에 아날로그 신호를 재구성한다. 이러한 절차에 의해 유도된 잡음이 아날로그 시스템에서 관찰된 것과 유사하다 할지라도, 잡음원은 아주 다르다. 다음 문헌을 참조한다. 『 케이. 팔라반 및 제이.엘. 홀싱어, " 고속 모뎀의 실행에 대한 PCM 컴팬더 효과를 위한 모델", 글로베컴 '85, 페이지 758-762,(1985) 』. 디지탈 스위칭을 사용하는 전화 접속에 대한 대부분의 관찰된 잡음은 아날로그 파형을 디지탈 표현로 변환하는데 필요한 아날로그-대-디지탈 컨버터에 의한 양자화에 기인한다.
상술한 바와 같이, 대부분의 전화 접속은 현재 64,000 비트/초의 속도로 중앙 기지국 사이에서 디지탈방식으로 반송된다. 게다가, ISDN 서비스는 로컬 루프에 걸쳐 상기 속도보다 훨씬 이상으로 전송할 수 있다는 것을 설명한다. 이러한 인자들의 이점을 갖는 전송 구성을 설계할 수 있다는 것이 제안되었다. 제 2 도에 도시된 시스템에서 전송단은 송신기의 중앙 기지국에서 발생하는 아날로그-대-디지탈 변환이 양자화 에러없이 달성될 수 있도록 정확한 아날로그 레벨과 타이밍을 선택한다. 다음 문헌을 참조한다. 『 아이. 칼리트, 제이.이. 마조 및 비.알.잘츠베르크, " PCM 음성대역 채널의 용량", IEEE 국제 통신 협회 '93, 페이지 507-511, 제네바, 스위스(1993) 』. 상기 제이.이. 마조의 수학적 결과를 사용하여, 통신 경로에서 제2 로컬 루프의 수신기단에서 이용가능한 아날로그 레벨만을 사용하는 디지탈 샘플을 이론적으로 재구성할 수 있다는 것을 추측할 수 있다. 다음 문헌을 참조한다. 『 제이.이. 마조, " 패스터-댄-나이퀴스트 시그날(Faster-Then-Nyquist Signaling)", 벨 시스템 테크니칼 저널, 54:1451-1462 (1975)』. 이 시스템은 56,000 내지 64,000 비트/초의 데이터 속도에 이를 수 있다. 이 방법의 단점은 인식하거나 인식할 수 없는 이론적인 가능성이 전혀 없다는 것이다. 칼리트 등 공저의 문헌, Id. 페이지 510에는 " 이것은 아주 실질적인 문제이며 인식가능한 해답이 가능할 경우에만 추측할 수 있다"는 내용이 기재되어 있다.
상기 문제를 해결하기 위하여 종래에 시도한 일예로는 미합중국 특허 제 5,265,125호 및 제 5,166,955호가 있다. 상기 특허에는 통신 채널을 통하여 전송되거나 기록매체로부터 재생된 PCM 신호를 재구성하기 위한 장치가 개시되어 있다. 상기 특허들은 왜곡된 채널을 통과하는 다중값 신호를 재구성하는 일반적인 문제를 다루기 위하여 문헌에 풍부한 일부 종래의 기술들을 예시하고 있다. 예를 들면, 다음과 같은 문헌이 있다. 『 리차드 디. 기틀린, 제레미 에프. 헤이즈 및 스테판 비. 와인스타인, " 데이터 통신 원리", 총회(1992)』. 그러나, 이러한 종래 기술들은 비선형 양자화기로부터의 출력을 처리하기 위한 방법의 적용을 고려하지 않으며, 전화 로컬 루프에 걸쳐 통과된 디지탈 데이터를 기록하는 특수 문제를 다룰수 없다. 더구나, PCM 데이터로부터 샘플링 속도 클럭을 재구성하는 문제는 PCM 신호가 2개값 이상을 취하는 경우에 중요한 문제가 된다. 예를 들면, 상기 특허에서 2진 입력 신호에 좌우하는 간단한 클럭 복원이 사용된다. 클럭 복원의 형태는 전화 시스템에서 사용되는 다중값 코드로 사용될 수 없다. 또한, 시간과 가변 라인 상태에 대한 드리프트(drift) 보상은 종래의 PCM 재구성을 포함하지 않는 적응 시스템의 사용을 필요로 한다.
그러므로, 현재 필요로하거나 또는 원하는 데이터 통신 용량 사이에 임계적인 불균형이 존재한다. 현존하는 모뎀은 적당한 용량을 제공할 수 없으며 새로운 디지탈 접속 해법이 수년간 요구되고 있다. ISDN 용량을 갖는 현존하는 인프라구조를 재장비하는 것은 상당한 작업이며 그것의 사용이 확산되기도 전에 10년이 걸릴 수도 있다. 데이터 전송의 새로운 방법은 인프라구조가 요건들을 취할때까지 기다릴 수 있도록 여러 가지 서비스들을 행할 뿐만아니라 현재의 많은 적용예들을 아주 이롭게 할 것이다.
따라서, 현존하는 전화 라인에 걸쳐 고속으로 데이터를 수신하기 위한 능력을 제공하는 데이터 전송의 새로운 시스템을 제공할 필요성이 있다.
또한, 시스템, 장비, 및 (ISDN과 같은) 디지탈 전화 시스템을 위해 설계된 적용예들이 아날로그 접속으로 사용될 수 있는 데이터 전송의 개선된 시스템을 제공할 필요성이 있다.
또한, 모든 가입자 라인의 비싼 교환을 필요로하지 않고 전화 시스템의 디지탈 인프라구조의 장점을 취할 수 있는 데이터 전송의 개선된 시스템을 제공할 필요성이 있다.
고품질 디지탈 오디오, 음악 비디오, 또는 소비자들에 대한 다른 자료들을 분배하는 수단을 제공하기 위하여 고속 통신 시스템을 형성하는 것이 바람직하다. 이러한 데이터 전송의 개선된 시스템은 대다수의 소비자들에게 개별적으로 적합하게 된 정보, 데이터 또는 다른 디지탈 자료를 분배하기 위한 수단을 이롭게 제공한다.
또한, 팩시밀리, 포인트 오브 세일(POS) 시스템, 원격 재고조사 경영, 크레디트 카드 비준, 광역 컴퓨터 네트워킹 등과같은 상업적 적용예에 걸쳐 폭넓게 제공하기 위한 개선된 고속 통신 시스템을 제공할 필요성이 있다.
본 발명의 일 특징은 공지의 모뎀이나 종래의 데이터 전송 방법보다 높은 속도로 현존하는 전화 접속을 통하여 데이터를 전송하기 위한 시스템을 포함한다. 본 발명은 두 가지의 임의의 관찰을 사용함으로써 종래 방법보다 상당한 개선을 달성한다.
1. 기본적인 전화 시스템은 PCM 전송을 사용하는 디지탈이다.
2. 고속 데이터 속도는 일방향만을 필요로하며, 그것의 소스는 전화시스템으로의 직접 디지탈 액세스를 갖는다.
본발명의 특징은 이전에 종래 시스템으로 도달가능했던 것보다 더 높은 데이터 전송 속도를 달성하기 위하여 상기 관찰을 활용한다. 제2 관찰은 집중된 서버로부터 정보를 액세스하고 검색하기 위하여 모뎀의 가장 큰 사용을 어드레싱한다. 이외에도, 본 발명은 요구가 있는대로 즉시 데이터 베이스 액세스 및 비디오 또는오디오와 같은 고속 데이터 속도를 필요로하는 적용예를 위하여 특별히 사용되었다는 것을 알 수 있다. 이와 같은 적용예들은 본 발명을 통하여 도달가능한 고속 데이터 속도를 활용하여 인식될 수 있다.
본 발명의 중요한 특징은 간단하고 아주 효능이 있다. 즉, 소비자가 라인에 대한 변화없이 그것의 현존하는 아날로그 접속을 사용하는 동안 데이터 공급자가 디지탈 전화 네트워크에 직접 접속된다는 것이다. 이 구성은 소비자의 데이터 장치가 동작해야하는 상태하에서 모델을 크게 변화시킨다. 현존하는 모뎀은 전체 전송 경로에 걸쳐 신호를 변조시키는 다중 비인식 잡음과 대역폭 제한을 처리해야 한다. 이와 반대로, 본 발명의 특징은 중앙 기지국으로부터 소비자의 집이나 사무소로 경로의 벌크를 통해 디지탈방식으로 데이터를 반송하며 그것을 상기 경로의 최종 세그먼트에 대해서만 아날로그 형태로 변환시킨다. 이롭게, 이와 같은 변환이 더 이상 필요없기 때문에, 현존하는 모뎀에 대한 잡음원과, 아날로그-대-디지탈 변환동안의 양자화 잡음중 하나는 완전히 제거된다. 게다가, 디지탈-대-아날로그 변환동안의 양자화 잡음은 결정적인 현상으로 모델링될 수 있으며 그것에 의해 상당히 감소된다.
본 발명의 상기 특징을 사용함으로써, 디지탈 네트워크로의 직접 액세스(예를 들면, ISDN에 의해)를 갖는 데이터원은 중앙 기지국으로 데이터가 정확히 전송될 수 있다. 필요로하는 모든 것은 중앙 기지국의 디지탈-대-아날로그 컨버터에서 실행된 필터링과 전송라인에 기인하여 데이터 신호의 왜곡을 보상할 수 있는 로컬 루프의 소비자단에서의 장치이다. 양 왜곡은 이하 기술되는 바와 같이 현존하는디지탈 신호 처리 하드웨어를 적당히 사용하여 처리될 수 있다.
이 방법이 소비자로부터 서버로의 복귀 데이타에 대하여 사용될 수 없다 할지라도, 현존하는 모뎀은 서버로부터 소비자로 64,000 비트/초와 20,000 내지 30,000 비트/초 복귀 까지의 용량을 갖는 비대칭 채널을 제공하여 사용될 수 있다는 것을 주지한다.
본 발명의 특징은 종래의 모뎀이나 종래의 데이터 전송 방법으로 얻어질 수 있는 것보다 더 높은 속도로 어떤 형태(오디오, 비디오, 정보 등)의 디지탈 데이터를 개별 사용자들에게 보낼 수 있다는 것을 인지할 수 있을 것이다. 더구나, 케이블 텔레비젼 분배 시스템과는 달리, 본 발명은 전 데이터 속도로 다른 데이터를 요구함과 동시에 사용자들에게 서비스 할수 있다.
원격 컴퓨터 액세스, 고속 팩시밀리 전송등과 같은 현존하는 적용예에 대한 보다 큰 동작 속도를 제공하는 것 이상으로, 본 발명의 특징은 여러가지 가능한 새로운 적용예에 있다. 이들은 고품질 오디오, 음악 전송, 비디오-온-디맨드, 정지 화상 전송, 비디오폰, 원격지간 회의 등을 포함하며, 이것들은 고속 데이타 전송 속도가 필요하다.
본 발명의 다른 특징은 상기 신호의 아날로그 표현로부터 다중값을 갖는 PCM 데이터 신호를 재구성하는데 있다. 이것은 신규한 클럭 동기화 기술을 적응성 균등화와 결합하는 새로운 방법을 사용하여 달성된다.
상기한 것 이외에도, 본 발명의 다른 특징 및 이점들은 (1) 전화 라인의 가입자단에서 아날로그 신호만을 사용하는 전화 시스템의 디지탈 펄스-코드-변조된 (PCM) 데이터 스트림을 효과적으로 재구성하기 위한 능력; (2) 전화 라인의 가입자단에서 아날로그 신호만을 사용하는, PCM 데이터의 위상 및 클럭 주파수를 재구성하기 위한 능력; (3) 중앙 기지국에서 부가적인 장비를 설치하지 않거나 또는 전화 시스템을 변형하지 않고 중앙 기지국과 가입자단 사이에 효과적인 데이터 속도를 증가시키기 위한 능력; (4) 하나이상의 아날로그 형태로의 변환, 필터링, 왜곡, 또는 잡음의 부가에 의한 변조에 기인하여 상기 데이터가 변형된 후에 상기 디지탈 데이터를 재구성하기 위한 능력을 포함한다.
도1은 통상적인 모뎀 데이터 접속을 도시하는 블록 다이어그램.
도2는 가상의 대칭 디지탈 시스템의 예를 도시하는 블록 다이어그램.
도3은 본 발명의 특징에 따른 고속 분배 시스템을 도시하는 블록 다이어그램.
도4는 본 발명의 특징에 따른 제 3도의 인코더(150) 하드웨어 실시예의 블록 다이어그램.
도5는 본 발명의 특징에 따른 제3도의 인코더(150) 기능을 도시하는 블록 다이어그램.
도6은 본 발명의 특징에 따른 도면의 DC 제거기(184)의 기능을 도시하는 블록 다이어그램.
도7a은 본 발명의 특징에 따른 인코더(150)에 적용된 바와같은 시간의 함수로서 인코더(150)로부터의 통상적인 출력의 그래프.
도7b도는 본 발명의 특징에 따른 제 3도의 디지탈 네트워크 접속(132)에 적용된 바와같은 시간의 함수로서 인코더(150)로부터의 통상적인 출력 그래프.
도7c는 시간의 함수로서 제6도의 선형 값(194)의 그래프 ; 이것은 본 발명의 특징에 따라 선형 형태로 변환후 인코더(150)로부터의 출력 신호이다.
도8은 본 발명의 특징을 이해하는데 참조하기 위한 종래 디지탈 라인 인터페이스의 기능을 도시하는 블록 다이어그램.
도9는 본 발명의 특징에 따라 제 3도에서 도시된 디코더(156)의 하드웨어 실행의 블록 다이어그램.
도10은 본 발명의 특징에 따라 제 3도의 디코더(156)의 기능을 도시하는 블록 다이어그램.
도11a는 본 발명의 특징에 따라 시간의 함수로서 제 10도의 아날로그 신호(154)의 그래프.
도11b는 본 발명의 특징에 따라 디코더(156)내에 형성된 시간의 함수로서 제 10도의 보상 신호(174)의 그래프.
도11c는 본 발명의 특징에 따라 디코더(156)내에 형성된 시간의 함수로서 제 10도의 예측 코드 스트림(280)의 그래프.
도11d는 본 발명의 특징에 따라 디코더(156)에 의해 형성된 시간의 함수로서 제 3도의 데이터 스트림(126)의 그래프.
도11e는 본 발명의 특징에 따라 디코더(156)에 의해 생성된 시간의 함수로서 제 10도의 에러 신호(272)의 그래프.
도12는 본 발명의 특징에 따라, 제 10도의 인버스 필터(268)를 도시하는 블록 다이어그램.
도13은 본발명의 특징에 따라, 제12도의 피드-포워드(feed-forward)등화기(300)를 도시하는 블록 다이어그램.
도14는 본 발명의 특징에 따라, 제 13도의 필터 탭(330)을 도시하는 블록 다이어그램.
도15는 본 발명에 따라, 제 10도의 클럭 예측기(264)를 도시하는 블록 다이어그램.
도16은 본 발명의 특징에 따라, 제 10도의 동기화기(260) 기능을 도시하는 블록 다이어그램.
도17은 본 발명의 특징에 따라 역 채널을 가지는 엔드-투-엔드 비대칭 시스템을 도시하는 블록 다이어그램.
도18은 데이터 베이스 서버를 가지는 본 발명의 특징의 적용예를 도하는 블록 다이어그램.
도19는 고속 팩시밀리 시스템에 적용시 본 발명의 특징을 도시하는 블록 다이어그램.
도20은 본 발명에 따라 디지탈 전화법 계전기를 도시하는 블록 다이어그램.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
150 : 인코더 140 : 라인 인터페이스
156 : 디코더 184 : DC 제거기
190 : 선택기 290 : 데이터 추출기
종래 모뎀 데이터 접속
종래 모뎀 데이터 접속은 제 1도에 도시되어 있다. 이러한 시스템의 동작은 잘 공지되었고 국제 전기 통신 기구(International Telecommunication Union)같은 정부 기관에 의해 표준화되었다. 모뎀(104, 124)의 형태에 따라, 데이터는 제 1 사용자 데이터 스트림(100)을 통하여 28,800 비트/초의 속도까지 제공된다. 모뎀(104)은 데이터 스트림(100)을 아날로그 신호로 변환하여, 그것을 로컬 루프(106)에 제공되고, 차례로 전화 스위치(108)에 접속된다. 그리고나서 아날로그 신호는 네트워크 접속부(112)를 통하여 전화 네트워크(114)로 전달되고 네트워크 접속부(118)를 통하여 제 2 사용자가 사용하는 전화 스위치(120)에 도달한다. 신호는 아날로그 형태로 로컬 루프(122)를 통하여 제 2 사용자 모뎀(124)으로 통과되고, 제 2 사용자 모뎀은 신호를 데이터 스트림(126)으로 변환하고, 데이터 스트림(100)의 지연된 버전일 것이다. 정확한 아날로그 방식으로, 데이터 스트림(128)은 데이터 스트림(102)같은 지연 버전을 형성하기 위하여 모뎀(124)을 통한 전화 네트워크, 로컬 루프(122), 전화 스위치(120), 네트워크 접속부(116), 전화 네트워크(114), 네트워크 접속부(110), 전화 스위치(108), 로컬 루프(106), 및 모뎀을 통하여 이동한다.
이 시스템은 전화 시스템이 한쪽 사용자의 전화 접속시에 제공되고 전화 시스템을 위하여 설계된 일세트의 표준 값보다 크지않은 왜곡 및 지연을 가지는 다른 사용자단에 제공되는 아날로그 신호를 재생시킨다는 것을 보장한다. 이것은 이들 값만으로 대략 35,000 비트/초보다 큰 속도로 데이터를 전송하는 것이 가능하지 않다는 것을 보여준다. 이 시스템은 실제적으로 예측할수 없는 변화보다 오히려 신호에 대해 결정적인 변화일수 있는 많은 왜곡들을 무시한다. 그런 결정적인 변화는 전화 네트워크(114)가 디지탈방식으로 실행되면 양자화 잡음일수 있다. 종래 모뎀은 왜곡을 제거할 때 이 중요한 잡음원의 지식을 사용할수 없어서 데이터 속도가 제한되었다. 이것은 종래 모뎀 시스템의 중요한 단점이다­가상의 현 구조내에서 가능하지 않은 최대 개선에 대한 낮은 데이터 속도 및 이론적인 제한. 제 1도에 도시된 바와같은 종래 모뎀 데이터 접속의 단점 및 상기한 단점을 극복하기 위하여, 데이터 전송 속도를 증가시키기 위한 연구는 가상의 대칭 디지탈 통신 시스템을 유발하였다. 그런 시스템은 도 2에서 디지탈 전화 네트워크와 결합하여 도시된다.
상기 인용된 참고 문헌의 칼리트등에 의해 기술된 상기 시스템은 종래 모뎀과 비슷하지만 새로운 가정을 가진다 ; 기본적인 구조는 디지탈 전화 네트워크(134)이다. 동작은 신호가 디지탈 전화 네트워크(134) 및 디지탈 네트워크 접속부(130), 디지탈 네트워크 접속부(132), 디지탈 네트워크 접속부(136) 및 디지탈 네트워크 접속부(138)상에서 디지탈 형태로 전달되는 것을 제외하고는 상기된 종래 모뎀 시스템과 유사하다. 각 사용자는 정보를 로컬 루프(122) 및 로컬 루프(106)를 통하여 전화 스위치(120) 및 전화 스위치(108)에 각각 전달하기 위하여 모뎀을 필요로하며, 여기서 디지탈 전화 네트워크(134)에 의해 사용된 아날로그 및 표준 디지탈 포맷 사이의 변환이 이루어진다.
종래 모뎀과 달리, 디지탈 전화 네트워크(134)내에 사용된 것보다 작은 그런 시스템의 속도(통상적으로 56,000 또는 64,000 비트/초)를 제한하는 이론적인 주장은 없었다. 그래서, 그런 시스템이 64,000 비트/초까지 데이터 속도를 얻는것은 가능하다. 그러나, 그런 시스템은 실제적으로 감소되지 않고 그런 시스템을 실행하는 것이 가능한 어떤 증거가 없다. 이와같은 시스템의 저자는 "이것은 매우 실제적인 문제이고 만약 합당한 해결책이 있다면 단지 추측일 뿐이다"라고 말한다.
상기 문제점은 기본 네트워크가 디지탈이며 관찰된 신호 왜곡의 큰 일부분이 양자화 잡음으로 인한 것이고, 전송 모뎀은 아날로그 출력만을 통하여 신호를 인코딩하기 위하여 네트워크에 의하여 선택된 디지탈 레벨을 제어하는 지식을 사용하는 것이다. 게다가, 수신 모뎀은 단지 아날로그 입력만을 통하여 디지탈 레벨을 정확하게 추론하여야 한다. 아날로그/디지탈 변환에 의한 왜곡은 전송기 및 수신기단 양쪽에서 발생하고 목표된 신호에 부가된 결합된 왜곡은 직접적으로 관찰된다. 게다가, 전기 잡음 및 혼선으로 인한 부가적인 왜곡은 로컬 루프(122 및 106)상에서 발생한다. 목표된 신호 및 상호간의 이들 왜곡 성분을 분리하는 것은 어려우며 아마 불가능한 일이다.
본 발명의 특징은 이들 연구의 단점이 제거되는 방법이다. 실현할수 있는 방법으로 기본적인 디지탈 네트워크의 지식을 사용할수 있고, 가능한 어떤 다른 공지된 해결책보다 높이 도달할수 있는 데이터 속도를 제공한다.
샘플링 속도 변환
이하에서 도시되는 바와같이, 왜곡된 아날로그 표현으로 PCM 데이터를 복원하기 위한 시스템은 디지탈 스트림으로부터 아날로그 값으로 PCM 데이터를 변환하기 위하여 사용된 디코딩 클럭을 동기화하는 방법을 요구한다. 이 동기화의 디지탈 실행은 디지탈 데이터 시퀀스가 다시 시퀀스되고, 아날로그 대 디지탈 컨버터에 의해 사용된 디지탈 실행으로부터 PCM 데이터로부터 변환시 사용된 디지탈 실행과 유사한 디지탈 실행으로 속도를 변화시키는 것을 요구한다. 이것을 얻기위한 공지된 기술은 그것의 용량에 전적으로 제한되거나, 계산적으로 내재되어있다. 예를들어, 『알. 이. 클로키에르 및 엘.알. 레비너, "다중속도 디지탈 신호 처리", 프렌티스-홀, 엥글리우드 클리프스, 엔제이, 1983』을 참조한다. 시간의 함수로서 변화할수 있는 두 개의 독립적인 클럭 관계 사이의 샘플링 속도 변환을 수행하는 것은 일을 더욱 복잡하게 만든다.
본 발명의 특징은 최소의 계산 비용을 가지고 변환을 수행할수 있는 방법이다. 상기 방법은 연속 가변 입력/출력 샘플링 비율 속도를 수용하고 높은 정밀성을 가지고 변환을 수행한다. 상기된 기술은 90 dB 앤티-얼라이어싱 반사(anti-aliasing rejection)보다 크게 얻을수 있고 종래 처리상에서 실시간으로 실행된다.
종합 시스템
제 3도는 제안된 시스템의 개략도이다. 제 3도에 도시된 시스템의 사용 방법은 현재 데이터 통신 회로 또는 모뎀의 사용 방법과 동일하다. 데이터 스트림(100)에 적용된 데이터는 데이터 스트림(126)에서 몇시간 늦게 나타날 것이다. 인코더(150)에 적용된 데이터 스트림(100)의 기능은 데이터 스트림을 전화 시스템과 호환할수 있는 포맷으로 변환하는 것이다. 변환된 데이터는 디지탈 네트워크 접속부(132)를 통하여 디지탈 전화 네트워크(134)에 제공된다. 변환된 데이터는 라인 인터페이스(140)가 배치되는 가입자 전화 중앙 기지국에서 디지탈 네트워크 접속부(138)를 통하여 나온다. 이 시점에서, 만약 가입자가 디지탈 네트워크 접속부(138)로부터 가입자 라인 인터페이스로 디지탈 접속에 대한 직접적인 디지탈 액세스를 하면, 전송은 완료된다. 그러나, 사용자 대부분의 사용자 같은 가입자가 전화 네트워크에 직접적인 디지탈 액세스를 하지않으면, 이것은 불가능하고, 다음의 부가적인 동작이 요구된다.
라인 인터페이스(140)는 디지탈 네트워크 접속부(138)상의 디지탈 데이터를 디지탈 전화법의 표준화된 방법과 부합하는 방식으로 아날로그 형태로 변환한다. 아날로그 형태는 혼성 네트워크(152)가 라인을 한정하고 아날로그 신호(154)를 생성하는 경우 가입자의 건물에 대한 로컬 루프(122)상에 전송된다. 혼성 네트워크(152)는 두 개의 와이어 양방향 신호를 한쌍의 일방향 신호로 변환하는 표준 부분이다. 디코더(156)는 인터페이스(40)에 의해 수행된 아날로그 형태로 변환함으로써 유도된 왜곡을 예측 및 보상하기 위하여 아날로그 신호(154)를 사용하여, 디지탈 네트워크 접속(132)에 제공된 디지탈 데이터와 동일하게 가정된 디지탈 네트워크 접속(138)에서 디지탈 데이터를 에측한다. 인코더(150)에 의해 수행된 변환은 반전되고 디코더(156)는 데이터 스트림(126)을 출력하고 그것은 본래 데이터 스트림(100)의 지연 예측이다.
제 3도내에서 모든 엘리먼트가 인코더(150) 및 디코더(156)를 제외한 현재 디지탈 전화 시스템내에 잘 공지되어 존재하고 있다. 또한 하기될 것은 정상 동작시 마주치는 정확한 조건으로 디코더(156)를 초기화하고 적응시키는 방법이다.
인코더의 물리적 실행
제 4도는 제 3도의 인코더(150)의 하나의 실시예의 블록 다이어그램을 도시한다. 제 3도의 데이터 스트림(100)은 AT T DSP32C같은 디지탈 신호 프로세서(160)의 일련의 데이터 입력에 제공된다. 이 프로세서는 롬(ROM)(168), 램(RAM)(166), 및 진보된 마이크로 장치 Am79C30A같은 ISDN 인터페이스 회로(164)와 통신하기 위하여 프로세서 버스(162)를 사용한다. ROM(168)은 저장된 프로그램을 포함하고 그것의 기능 특성은 다음 섹션에서 기술될 것이다. RAM(166)은 프로그램 저장 및 파라미터를 위하여 사용된다. ISDN 인터페이스 회로(164)는 ISDN 접속부(170)를 가지며, 그것은 제 3도에 도시된 바와같이, 네트워크 종료기(172)에 접속된 ISDN 접속부(170)를 가지며, 추후에 디지탈 네트워크 접속부(132)에 접속된다.
완전하게 기능을 실행하기 위하여, 디코더, 발진기, 및 접착 논리같은 추가의 제 2 엘리먼트가 제 4도에 도시된 기본 블록 다이어그램에 부가될 필요가 있다. 그런 부가 엘리먼트는 잘 공지되었고 당업자에게 명백하다.
인코더(150)의 추후 설명은 물리적 성분보다 기능적 성분을 설명할 것이고, 이 모두는 예를들어 공지된 디지탈 신호 처리 기술을 사용하여 디지탈 신호 프로세서(160)를 위한 프로그램 또는 서브루틴으로서 실행된다.
인코더 동작
제 5도는 제 3도의 인코더(150)의 기능 블록 다이어그램을 도시한다. 서버로부터 가입자로의 채널은 데이터 스트림(100)으로 제공된 임의의 디지탈 데이터로 시작한다. 인코더(150)는 바람직하게, 8,000 샘플/초의 전화 시스템 클럭 속도로 이 비트스트림을 8개의 샘플된 비트 워드로 변환한다. 이것은 직렬 대 병렬 컨버터(180)로 시작하는 일련의 동작에 의해 이루어지고, 그것은 데이터 스트림(100)으로부터 판독하는 각 8개의 비트와 함께 그룹을 형성하고, 8개의 비트 코드 스트림(182)으로서 일 스트림의 병렬 8 비트 값을 출력한다. 이 맵핑은 처리가 반복되는 시점에서 출력 워드가 완성될때까지 데이터 스트림으로부터 판독하는 첫 번째의 각각의 8 비트가 연속적으로 보다 중요한 비트 위치를 차지하는 다음 비트를 가지는 8 비트 코드 스트림(182)의 가장 중요하지 않은 비트 위치에 배치되도록 수행된다. DC 제거기(184)는 삽입된 값과 연관된 아날로그 값이 8비트 코드 스트림(182)상의 모든 이전 값의 음의 합이 되도록 정해진 간격, 바람직하게 8 샘플당 1에 부가의 8 비트를 삽입한다. 이것은 전화 시스템이 신호상의 어떤 DC 바이어스를 자주 감소시키거나 제거하기 때문에 필요하다. DC 제거기(184)는 수신 아날로그 신호에서 DC 성분을 감소시키기 위한 회로 수단의 일예이다.
제 5도의 DC 제거기(184)의 기능 엘리먼트는 제 6도에 도시된다. 두 개의 입력 선택기(190)로부터의 코드 스트림(188) 출력은 μ규정(Law)-대- 선형 컨버터(192)에 의해 선형값(194)으로 변환되고, 이것은 표준 μ규정-대-선형 변환 테이블을 사용하여 256 엘리먼트 룩업(lookup) 테이블로서 실행될수 있다. 선형 값(194)의 값들은 대응 유니트 지연 값인 DC 오프셋(198) 및 이전 DC 오프셋(202)을 형성하기 위하여 합산기(196) 및 유니트 지연기(200)에 의해 합산되고 무효화된다. DC 오프셋(198)은 선형-대-μ규정 컨버터(204)에 제공되고, 이것은 μ규정-대-선형 컨버터(192)로서 동일한 룩업 테이블을 사용하지만, 인버스 맵핑을 수행한다. 만약 DC 오프셋(198)이 테이블에서 최대 또는 최소 값보다 크거나 작으면, 각각 가장 크거나 작은 엔트리가 사용될 것이다. DC 복원 코드(206)는 선형-대-μ규정 컨버터(204)에 의해 생성되고 두 개의 입력 선택기(190)에 하나의 입력으로 제공된다. 두 개의 입력 선택기(190)는 8 비트 코드 스트림(182)으로부터 바람직하게 7개의, 연속 값을 판독하고 코드 스트림(186)으로서 이들 값을 출력함으로써 동작하고, 그다음 DC 복원 코드(206)로부터 단일 값을 판독하고 출력한다. 그리고나서 연속하여 이 시퀀스 동작을 반복한다.
- 제 5도를 참조하여, 코드 스트림(186)은 ISDN 변환기(188)의 입력 리제드에 제공되고, 그것은 ISDN신호에 공지된 변환을 제공한다. ISDN 변환기(188)의 기능은 진보된 마이크로 장치 Am79C30을 포함하는 몇몇의 종래 집적 회로에 의해 직접적으로 실행된다. ISDN 변환기(188)의 출력은 디지탈 네트워크 접속(132)을 형성하고, 이것은 제 3도의 인코더(150)의 출력이다.
좀 더 이해를 돕기위하여, 인코더(150)에 의해 사용된 몇몇의 신호는 제 7a 내지 7c도에 도시된다. 제 7a도는 데이터 스트림(100)의 일련의 샘플을 도시한다. 직렬-대-병렬 컨버터(180) 및 DC 제거기(184)에 의해 처리후, 코드 스트림(186)은 제 7b도에 도시된다. DC 제거기(184)내에, 코드 스트림(186)과 동일한 선형, 즉 선형 값(194)은 제 7c도에 도시된다.
라인 인터페이스
상기된 것을 참조하여, 제 8도는 본 발명의 특징을 사용하기 위하여 종래 전화 시스템에 사용된 것과 같은 제 3도의 라인 인터페이스(140)의 기능 모델을 도시한다. 그런 인터페이스는 잘 공지되었고 디지탈 전화 스위치에서 현재 사용된다. 제 3도의 디지탈 전화 네트워크(134)는 제 8도에 도시된 디지탈 네트워크 접속(138)을 통하여 샘플당 8 비트, μ규정-인코딩, 디지탈 데이터 스트림을 μ규정-대-선형 컨버터(210)로 통과한다. μ규정-대-선형 컨버터(210)는 잘 공지된 μ규정-대-선형 변환을 실행하고, 각 샘플을 선형 값(212)으로 변환한다. 선형 값(212)은 잘 공지된 방식으로 전화 시스템 클럭(236)을 사용하여 샘플링된 디지탈-대-아날로그 컨버터(214)에 의해 아날로그 신호(216)로 변환된다. 비록 명확함을 위하여 제 3도에 도시되지는 않았지만, 전화 시스템 클럭(236)은 디지탈 전화 네트워크(134)에 의해 생성된다. 아날로그 신호(216)는 필터링된 신호(220)를 형성하기 위하여 저역통과 필터(218)에 의해 부드러워진다. 저역통과 필터(218)의 주된 목적은 대략 3100 ㎐의 차단 주파수로 저역통과 기능을 제공하는 것이다. 국제 전기통신 연합은 디지탈 대 아날로그 컨버터(214) 및 저역통과 필터(218)에 대한 특성을 표준화하였다. 『전기통신 표준화부(ITU-T), "펄스 코드 변조의 전송 수행 특성", 권고 F.712, 제네바. 스위스. 1992년 9월』을 참조한다.
필터 신호(220)는 4 대 2 와이어 변환기(222)에 의해 로컬 루프(122)에 다중 송신된다. 로컬 루프(122)는 양방향이고 ; 로컬 루프(122)상의 인입 신호는 4 대 2 와이어 컨버터(222)에 제공되고 필터링되지 않은 신호(234)로서 출력한다. 필터링되지 않은 신호(234)는 대역 필터기(232)에 제공되고, 이것은 상기된 ITU-T에 의해 표준화된다. 대역 필터기(232)로부터의 출력, 필터링 신호(230)는 아날로그 대 디지탈 컨버터(228)에 의해 선형 값(226)으로 변환된다. 선형 값(226)은 선형-대-μ규정 컨버터(224)에 의해 디지탈 네트워크 접속(136)으로 변환되고, 표준 선형-대-μ규정 변환을 실행한다. 도 3에 도시된 시스템에서, 디지탈 네트워크 접속부(136)는 사용되지 않고 명확함을 위하여 생략되었다.
디코더의 물리적 실행
제 9도는 제 3도의 디코더(156)의 일 실시예의 블록 다이어그램을 도시한다. 제 3도로부터 아날로그 신호(154)는 아날로그 대 디지탈 컨버터(240)에 의해 샘플링되고, 크리스탈 반도체 CS5016같은 집적 회로로서 존재한다. 이것은 디지탈 입력 신호(246)를 형성하기 위하여 발진기(242)에 의해 생성된 바람직하게는 16㎑의 클럭 신호(244)를 사용하고, 이것은 직렬 디지탈 입력 리드중 하나를 통하여 AT DSP32C같은 디지탈 신호 프로세서(246)의 뱅크에 접속된다. 프로세서는 서로 그리고 RAM(254) 및 프로세서 버스(250)를 통하여 ROM(252)에 접속된다. ROM(252)은저장된 프로그램을 포함하고 그것의 기능 특성은 다음 섹션에 기술된다. 디지탈 신호 프로세서(248)의 뱅크는 데이터 스트림(126)을 생성하고, 이것은 제 3도의 디코더(156)의 마지막 출력이다.
완전한 기능 실행을 위하여, 디코더, 발진기, 및 접착 논리같은 부가의 제 2 엘리먼트가 제 9도에 도시된 기본 블록 다이어그램에 첨가될 필요가 있다. 그런 부가 엘리먼트는 잘 공지되고 당업자에게 분명할 것이다.
디코더(156)의 추후 설명은 물리적 성분보다 기능적 성분에 대한 것이고, 그 모든 것은 예를들어 공지된 디지탈 신호 처리 기술을 사용하여 디지탈 신호 프로세서(248)의 뱅크를 위한 프로그램 또는 서브루틴으로서 실행된다.
디코더 동작
제 10도는 제 3도의 디코더(156)의 기능 구조를 도시한다. 제 3도로부터의 아날로그 신호(154)는 입력 데이터를 디코더(156)에 제공한다. 아날로그 신호(154)는 아날로그 대 디지탈 컨버터(240)에 공급되고 디지탈 입력 신호(246)로 변환되고, 바람직하게 샘플 당 16 비트를 가지는 초당 16,000 샘플로 바람직하게 샘플링된다. 아날로그 대 디지탈 컨버터(240)는 크리스탈 반도체 CS5016같은 집적 회로로서 존재한다. 디지탈 입력 신호(246)는 동기화된 신호(266)를 생성하기 위하여 주기 예측(260)에 의해 분리된 간격으로 디지탈 입력 신호(246)를 보간하고 다시 샘플링하는 클럭 동기화기(260)에 의해 처리된다. 클럭 동기화기(260)의 동작은 다음 섹션에서 설명될 것이다. 동기화된 신호(266)는 인버스 필터(268)에 의해 필터링되고, 이것은 재구성한 보상 신호(274)로 하기에 설명될 것이다. 인버스 필터(268)의 목적은 제 1 성분이 제 8도의 저역통과 필터(218)인 제 3도의 라인 인터페이스(140)에 의해 수행된 변환을 인버트하는 것이다. 제 10도를 참조하여, 인버스 필터(268)는 동기화된 신호(268)에 본래의 시간 에러를 제공하는 지연 에러 예측(270)을 출력하고, 이것은 클럭 동기화기(260)에 의해 사용된 주기 예측(262)을 계산하기 위하여 클럭 예측기(264)에 의해 사용될 것이다. 결정 수단은 분산 세트로부터 값의 시퀀스로 보상된 신호(274)를 변환하기 위하여 사용된다. 예로서, 보상된 신호(274)는 예측된 코드 스트림(280)을 제공하기 위하여 선형-대-μ규정 컨버터(276)를 사용하는 가장 가까운 동등한 8 비트 μ 로우 워드로 변환된다. 상기된 바와같이, 선형-대-μ규정 컨버터(276)는 간단한 룩업 테이블로서 실행된다.
정상 동작동안, 스위치(292)는 목표된 출력 신호(286)로서 예측된 코드 스트림(280)을 게이트하고, 이것은 선형 값(284)을 형성하기 위하여 μ규정-대-선형 컨버터(278)에 의해 선형 신호로 다시 변환된다. μ규정-대-선형 컨버터(278)는 상기된 바와같은 간단한 룩업 테이블로 실행된다. 초기화동안, 스위치(292)는 소정 트레이닝 패턴(288)(도 3에서 도시되지 않음)이 목표된 출력 신호(286)로 게이트되도록 설정될 것이다. 이 용도는 이후 설명될 것이다.
선형 값(284)은 보상 신호(274)의 목표 값 예측을 제공한다. 그것은 보상 신호(274)가 선형 값(284)으로 가능한 밀접하도록 인버스 필터(268)를 적절히 갱신하기 위하여 사용된다. 이 적합은 디코더(156)의 파라미터를 조절하기 위한 트레이닝 수단의 일 예이고, 이것은 이후에 인버스 필터(268)에서 설명될 것이다. 감산기(282)는 보상 신호(274) 및 선형 값(284)을 사용하여 에러 신호(272)를 계산한다. 에러 신호(272)는 피드백 루프에서 인버스 필터(268)의 입력 리드에 다시 공급된다. 예측 코드 스트림(280)은 데이터 추출기(290)를 통하여 역시 통과되고, 이것은 디코더의 마지막 출력 데이터 스트림(126)을 형성하기 위하여 제 3도의 인코더(150)에 의해 수행된 변환을 반전한다.
이해를 돕기위하여, 제 10도에 존재하는 몇몇 신호의 실시예는 제 11a 내지 11e도에 점선으로 표현되어 있다. 제 11a도는 시간의 함수로서 디코더(156)에 대한 종래 입력 아날로그 신호(154)를 도시한다. 이 신호의 처리동안, 디코더(156)는 제 11b도에 도시된 보상 신호(274)를 형성한다. 이 신호는 제 11c도에 도시된 예측 코드 스트림(280)을 형성하기 위하여 부가로 처리된다. 마지막으로, 제 10도의 데이터 추출기(290)는 제 11d도에 도시된 데이터 스트림(126)을 출력한다. 디코더(156)내의 내부 용도를 위하여 형성된 에러 신호(272)는 제 11e도에 도시된다.
상기된 바와같이, 제 10도의 아날로그 대 디지탈 컨버터(240), 감산기(282), 선형-대-μ규정 컨버터(276), 스위치(292) 및 μ규정-대-선형 컨버터(278) 모두는 공지되었고 당업자에 의해 쉽게 실행된다. 다음 설명은 나머지 블록(인버스 필터(268), 클럭 예측기(264), 클럭 동기화기(260) 및 데이터 추출기(290))의 실행 및 동작을 설명한다.
인버스 필터
제 12도는 제 10도의 인버스 필터(268)의 내부 항목을 도시한다. 인버스 필터(268)는 등화 수단의 일례이고, 이것은 출력 신호(보상 신호 274)를 형성하기 위하여, 출력 신호(동기화된 신호 266)의 선형 필터링 동작을 수행함으로써 동작한다. 인버스 필터(268)는 보상 신호(274) 및 목표 값 사이의 잘못된 매칭을 가리키는 에러 신호(272)를 수신한다. 에러 신호(272)가 최소화되도록 필터링 기능을 갱신하기 위한 에러 신호(272)를 사용한다. 그런 적당한 필터 구조는 공지되어있고, 다음 문헌을 참조한다. 『 리차드 디. ,기틀린, 제레미 에프. 헤이즈 및 스테판 비. 와인스타인, "데이터 통신 원리," 플레늄(1992)』. 그러나, 설명을 위하여 여기서 인버스 필터(268)의 바람직한 실행을 기술할 것이다. 게다가, 인버스 필터(268)는 지연 에러 예측(270)을 형성하고, 이것은 제 10도의 클럭 예측기(264)에 의해 사용된다.
동기화된 신호(266)는 피드-포워드 등화기(300)에 공급되고, 이것은 적당한 갱신을 수행하기 위하여 수정 신호(324)를 사용하는 동안 부분적으로 보상된 신호(302)를 생성한다. 프드-포워드 등화기(300)의 동작은 하기될 것이다. 피드-포워드 등화기(300)는 지연 에러 예측(270)을 출력하고, 이것은 도 10의 클럭 예측기(264)에 의해 사용된다. 부분적으로 보상된 신호(302)는 다운샘플 신호(306)를 형성하기 위하여 다운 샘플러(304)에 의한 두 개의 인자에 의해 다음에 다운 샘플링된다. 다운 샘플러(304)는 출력 리드로부터 두 개의 결과값을 반복적으로 판독하고 출력 리드상에 이들 결과값중 첫 번째를 배치하고, 두 번째 값을 제거함으로써 동작한다. 다운샘플 신호(306)는 보상 신호(274)를 형성하기 위하여 감산기(308)에 제공된다. 보상 신호(274)는 도 10의 다음 스테이지에서 사용되고 지연 신호(312)를 형성하기 위하여 유니트 지연기(310)에 공급된다. 지연신호(312)는 왜곡 예측(316)을 형성하기 위하여 피드백 등화기(314)의 입력 리드에 제공된다. 피드백 등화기(314)는 피드-포워드 등화기(300)와 유사하고 부가적으로 하기될 것이다. 왜곡 예측(316)은 제 2 입력을 감산기(308)에 제공한다.
제 10도의 에러 신호(272)는 수정 신호(320)를 형성하기 위하여 도 12의 이득 엘리먼트(318)의 상수 인자에 의해 비교되고, 제 2 입력 신호로서 피드백 등화기(314)에 제공된다. 피드백 등화기(314)는 적합한 갱신을 수행하기 위하여 수정 신호(320)를 사용한다. 에러 신호(272)는 각 샘플의 에러 신호(272) 사이에 영을 삽입하는 업 샘플러(326)에 의한 두 개의 인자에 의해 업 샘플링된다. 업 샘플러(326)는 업 샘플링된 에러 신호(328)를 생성하고, 이것은 수정 신호(324)를 제공하기 위하여 이득 엘리먼트(322)와 비교된다. 피드백 등화기(314) 및 피드-포워드 등화기(300)에 의한 수정 신호(320) 및 수정 신호(324)의 사용은 하기될 것이다. 이득 엘리먼트(322 및 318)의 파라미터(kf및 kb)의 값은 바람직하게 10-2내지 10-15범위내에 있다. 최적값은 부적당한 실험없이 당업자에 의해 얻어질수 있다.
피드-포워드 및 피드백 등화기
제 13도는 제 12도의 피드백 등화기(300)의 내부 구조이다. 피드-포워드 등화기(300)는 체인에 접속된 필터 탭(330)의 동일 카피본, 바람직하게 8­128로 구성된다. 어떤 적당한 수의 탭은 실행될 수 있다. 제 1 필터 탭(330)은 제 12도의 동기화된 신호(268)를 수용하고 최종 필터 탭(330)은 도 12에 사용된 부분적으로 보상된 신호(302)를 출력한다. 각 중간 탭은 두 개의 출력 신호(제 1 출력(334)및 목표 출력(338))을 형성하기 위하여 두 개의 입력 신호(제 1 입력(332) 및 목표 입력(336))를 취한다. 각 필터 탭(330)은 출력 신호로서 탭 웨이트(340)를 제공하고, 이것은 지연 에러 예측(270)을 계산하기 위하여 지연 예측기(342)에 의해 사용된다. 동작동안, 각 필터 탭(330)은 입력 신호로서 수정 신호(324)를 사용하여 적당히 갱신을 수행한다.
제 14도는 제 13도의 각 필터 탭(330)의 기능의 항목을 도시한다. 각 탭은 두 개의 입력(제 1 입력 332 및 목표 입력 336)을 가지며, 도 14에서 도시된 바와같은 표준 신호 처리 블록을 사용하여 두 개의 출력(제 1 출력(334) 및 목표 출력(338))을 제공한다. 제 1 입력(332)은 제 1 출력(334)을 형성하기 위하여 유니트 지연(350)에 의한 하나의 샘플에 의해 지연된다. 반면, 제 1 입력(332)은 웨이팅 입력(354)을 제공하기 위하여 승산기(352)를 사용하여 웨이트(340)에 의해 곱셈된다. 웨이팅 입력(354)은 목표 출력(338)을 제공하기 위하여 가산기(356)에 의해 목표 입력(336)에 가산된다.
탭 웨이트(340)의 적당한 갱신은 승산기(366)를 사용하여 제 1 입력(332)에 의한 수정 신호(324)를 승산함으로써 수행된다. 승산기 출력 값(364)은 탭 에러 예측을 제공하고 감산기(362)를 사용하여 탭 웨이트(340)를 형성하기 위하여 이전 값(360)으로부터 감산된다. 이전 값(360)은 입력으로서 탭 웨이트(340)를 사용하여 유니트 지연(358)에 의해 형성된다. 각 필터 탭(330)은 탭 웨이트(340)를 출력한다.
제 13도를 참조하면, 각 필터 탭(330)은 지연 예측기(342)에 공급된다. 지연 예측기(342)는 다음 방정식을 사용하여 전체 필터의 지연 에러 예측(270)을 계산한다 :
여기서 Wi는 i번째 탭 웨이트(340)의 생략형이다. 이런 방식으로, 지연 예측기(342)는 도 10의 주기 예측(262)의 에러 정도를 결정하기 위한 예측 수단을 제공한다.
제 10도의 피드-포워드 등화기(300)의 상기 설명은 또한 피드백 등화기(314)에 적용한다. 피드백 등화기(314)의 구조 및 동작은 지연 예측기(342)가 필요하지않은 것을 제외하고는 피드-포워드 등화기(300)와 동일하며, 지연 에러 예측(270) 출력과 동일하지 않다. 또한, 피드백 등화기(314)는 피드-포워드 등화기(300)와 다른 수의 탭을 사용할수 있다. 바람직하게 상기 수는 및 1¼과 1½사이이다. 양쪽 피드-포워드 등화기(300) 및 피드백 등화기(314) 양쪽에 사용하기 위한 탭의 최적수는 부적당한 실험없이 당업자에 의해 쉽게 얻어질수 있다.
클럭 예측기
제 15도는 제 10도의 클럭 예측기(264)의 기능 성분을 도시한다. 클럭 예측기(264)는 주기 예측(262)을 갱신하기 위하여 지연 에러 예측(270)을 사용하는 회로 수단의 일 예이다. 클럭 예측기(264)에 대한 신호 입력, 지연 에러 예측(270)은 인자 kl, 바람직하게 10-1내지l 10-8범위에서 비교되지만, 위상 에러(374)를 형성하기 위하여 루프 이득(370)에 의해, 아날로그 대 디지탈 컨버터(240)에 사용된 클럭의 정확성에 따른다. 위상 에러(374)는 주기 오프셋(378)을 형성하기 위하여 루프 필터(376)로 필터링된다. 루프 필터(376)는 저역통과 필터이고 그것의 설계는 위상 록킹된 루프의 설계 당업자에게 분명할 것이다. 주기 오프셋(378)은 주기 예측(262)을 형성하기 위하여 가산기(380)에 의해 정상 주기(280)에 가산된다. 정상 주기(380)는 제 8도의 전화 시스템 클럭(230)의 주파수에 대해 제 10도의 아날로그 대 디지탈 컨버터(240)의 샘플링 속도의 1/2 비율 우선순위 예측이다. 전화 시스템 클럭(238) 및 아날로그 대 디지탈 컨버터(240)에 의해 사용된 클럭이 공통 소스로부터 유도되기 때문에, 정확한 비율은 파라미터의 바람직한 선택에 대해 1.0 정도 약간 다르다. 동작동안, 주기 예측(262)은 제 10도의 인버스 필터(268)에 의해 제공된 현재 에러의 예측을 사용하여 이 비율을 정제하고 추적한다.
클럭 동기화기
제 10도의 클럭 동기화기(260) 기능 블록 다이어그램은 제 16도에 도시된다. 클럭 동기화기(260)의 기능은 주기 예측(262)에 의해 분리된 간격으로 입력 신호(디지탈 입력 신호 246)를 보간하고 다시 샘플링하는 것이다. 예를들어, 만약 주기 예측(262)이 2.0의 값을 가지면, 디지탈 입력 신호(246)로부터 판독된 모든 제 2 샘플은 동기화된 신호(266)로서 출력할수 있다. 만약 주기 예측(262)이 완전하지 않다면, 클럭 동기화기(260)는 출력 샘플을 형성하기 위하여 출력 샘플 사이에서 대략적으로 보간하는 것이 요구된다.
클럭 동기화기(260)는 요구된 각 출력 샘플을 위한 동작의 일 사이클을 수행한다. 각 사이클은 도 10의 주기 예측 값을 판독하는 누산기(424)로 시작된다. 누산기는 실제값 샘플 인덱스(426)로서 이 합을 판독하고 출력하는 모든 입력 값의 합을 형성한다. 이것은 샘플되지 않은 샘플 인덱스(430)를 형성하기 위하여 이득 엘리먼트(428)를 사용하여 바람직하게 10-400의 범위에서 Nμ의 인자와 비교된다. 최적 값의 Nμ는 부적당한 실험없이 당업자에 의해 쉽게 얻어질수 있다. 정수/분수 분할기(432)는 샘플링되지 않은 샘플 인덱스(430)를 샘플 인덱스(422) 및 분수 값(414)으로 분해한다. 예를들어, 만약 샘플되지 않은 샘플 인덱스(430)가 10.7의 값을 가지면, 정수/분수 분할기(432)는 샘플 인덱스(422)를 10.0으로 설정하고 분수값을 414 내지 0.7로 설정한다.
샘플 선택기(398)에 적용된 입력 신호중 하나는 디지탈 입력 신호(246)로 시작하는 일련의 동작에 의해 형성된다. 업 샘플러(390)는 디지탈 입력 신호(246)로부터 값을 판독하고 Nμ-1 영 값 다음의 디지탈 입력 신호(246)로부터 판독하는 값으로 구성된 Nμ샘플을 출력한다. 업 샘플러(390)로부터의 출력 스트림, 업샘플 입력 신호(392)는 4㎑와 같은 대역 차단 주파수를 가지는 저역통과 필터(394)에 제공된다. 업 샘플러(390) 및 저역통과 필터(394)의 설계는 잘 공지되었고 여기에서 참조로서 삽입되었다. 예를들어, 『알. 이. 클로키에르 및 엘.알. 레비너, "다중 속도 디지탈 신호 처리", 프렌티스-홀, 엥글리우드 클리프스, 엔제이, 1983』. 저역통과 필터(394)는 필터링된 업샘플 신호(396)를 형성하고 샘플 선택기(396)에 대한 입력으로서 사용된다.
샘플 선택기(398)는 선택 수단의 일례이고, 이것은 샘플 인덱스(422)로부터의 값을 판독하고 샘플 번호(sn)로서 이것을 설명한다. 시스템이 초기화되기 때문에 필터링된 업샘플 신호(396)에 접속된 입력 리드로부터 판독하는 많은 샘플의 내부 카운트를 유지한다. 그리고나서 샘플(400)이 필터링된 샘플 신호(396)로부터 판독하는 샘플(sn)의 카피본이고 샘플(402)이 샘플(sn+1)의 카피본이도록 필터링된 업샘플 신호(396)로부터 추가의 샘플을 판독하고 출력 샘플을 형성한다.
샘플(400)은 샘플 성분(408)을 형성하기 위하여 승산기(404)를 사용하여 분수 값(414)으로 비교된다. 유사하게, 샘플(402)은 샘플 성분(410)을 형성하기 위하여 승산기(406)를 사용하여 분수값(416)과 비교된다. 분수값(416)의 크기는 감산기(420) 및 유니트 상수(418)를 사용하여 계산된 바와같은 분수값(414)의 크기를 1 마이너스한다. 샘플 성분(408) 및 샘플 성분(410)은 동기화된 신호(266)를 형성하기 위하여 가산기(412)에 의해 가산되고, 이것은 제 10도의 클럭 동기화기(260)의 출력이다. 승산기(404 및 406) 및 가산기(412)는 샘플 선택기(398)에 의해 선택된 샘플을 결합하기 위한 보간 수단의 일례이다.
클럭 동기화기(260)는 독립형의 샘플링 속도 컨버터 또는 다른 응용에서 사용될수 있다. 일반적으로, 동기화된 신호(266)는 디지탈 입력 신호(246)와 같지만 다른 샘플링 속도를 가진다. 두 개 속도의 비율은 시간의 함수로서 변화할 수 있는 주기 예측(262)에 의해 기술된다.
또한 비록 선형 보간이 목표된 결과로 대략 근사치로 나타날 수 있지만, 실질적으로 아주 정밀하다. 업 샘플러(390)에 의해 수행된 오버샘플링 덕택으로, 필터링된 업샘플 신호(396)는 DC 주변의 좁은 측파대를 제외한 어느 곳에도 거의 영이다. 보간 동작은 주파수 영역에서 이 좁은 측파대의 이미지를 효과적으로 형성한다. 선형 보간의 기능은 이들 이미지를 필터링하는 것이다. 종래 실행은 이것을 이루기 위하여 정확하고, 계산적으로 비싼 저역통과 필터를 사용한다. 비록 선형 보간이 매우 성능이 나쁜 저역통과 필터일지라도, 목표되지 않은 이미지가 나타나는 경우 정확하게 주파수에서 매우 깊은 스펙트럼 노치를 가진다. 이것은 종래 기술로부터의 많은 계산을 제거하는 동안 매우 정확한 방법을 만드는 일명 좁은 이미지를 가지는 이들 노치의 배치 조합이다.
데이터 추출기
제 3도의 디코더(156)의 최종 스테이지는 제 10도의 데이터 추출기(290)이다. 데이터 추출기(290)의 기능은 제 3도의 인코더(150)에 의해 수행된 변환을 반전하는 것이다. 이들 변환은 도 5에 도시된 직렬 대 병렬 컨버터(180) 및 DC 제거기(184)로 구성된다.
이런 변환을 반전시키기 위하여, 먼저 데이터 추출기(290)는 DC 제거기(184)에 의해 데이터 스트림으로 삽입된 값을 제거한다. 이것은 입력으로부터 판독된 매 8번째 샘플을 간단하게 제거함으로써 행해진다(DC 제거가 8개 샘플 당 한 번의 바람직한 속도를 사용하는 DC 제거기(184)에 의해 행해진다고 가정하여). 이것이 행해질 때, 잔류하는 8비트 값의 스트림은 최하위 비트로 시작하여 한 번에 각 워드의 하나의 비트를 출력함으로써 다시 직렬 데이터 스트림(126)으로 변환될 수 있다. 이와같은 기술은 이미 공지되어 있다.
먼저 접속이 서버와 가입자 사이에 형성될 때, 제 3도의 엔코더(150)와 디코더(156) 모두는 서로에 대해 공지된 상태에서 시작 되야 한다. 엔코더(150)에서 수반되는 초기화는 다음과 같이 수행된다.
1. 제 5도의 DC 제거기(184)는 다음 출력이 DC 복원 코드(206)의 복사본이 될 수 있도록 제 6도의 2개의 입력 선택기(190)를 가지고 초기화된다.
2. DC 오프셋(202) 앞에 있는 제 6도의 유니트 지연(200)의 출력은 0.0에 초기화된다.
3. 제 5도의 코드 스트림(186)은 DC 제거기(184)로부터 임의적으로 단절된다. 공지된 시퀀스 Nc, 바람직하게 16 내지 128의 값은 Nt, 바람직하게 100 내지 5000회 반복된다. Nc와 Nt에 대해 사용하는 최상의 값은 부적절한 실험 없이도 종래 기술에 의해 쉽게 얻을 수 있다.
전술한 Nc의 선택은 디코더(156)의 디자인에 관련된다. Nc는 바람직하게 제 12도의 피드 포워드 등화기(300)에 있는 탭 수의 절반이다. 대다수의 손실 없이, 가능한 한가지 선택의 시퀀스 코드 값은 테이블1에 도시된 인코더(150)에 의해 전송된다. 또한 이상적 시퀀스는 제 10도에서 트레이닝 패턴(288)으로서 제공된 인코더(150)에 의해 사용된다.
시퀀스의 Nt반복이 출력될 때, 코드 스트림(186)은 DC 제거기(184)에 재 연결될 것이고, 디코더(156)로부터의 시퀀스 출력은 제 3도의 데이터 스트림(100)으로서 제공된 입력에 대응될 것이다.
제 3도의 디코더(156)에서, 수반되는 초기화는 첫 번째 샘플이 아날로그 신호(154)로부터 판독되기 전에 수행된다.
1. 제 10도의 스위치(292)는 바람직한 출력 신호(286)로 게이트 트레이닝 패턴(288)에 설정된다.
2. 제 10도의 데이터 추출기(290)는 다음의 입력값, 예측된 코드 스트림(280)이 DC 등화값으로 고려되어 제거될 수 있도록 설정된다.
3. 제 12도의 유니트 지연(310)은 지연된 신호(312)처럼 출력 0에 초기화된다.
4. 제 12도의 업 샘플러(326)는 다음의 출력, 업샘플된 에러 신호(328)가 에러 신호(272)의 복사본이 될 수 있도록 초기화된다.
5. 제 12도의 다운 샘플러(304)는 다음의 입력값, 부분적 보상 신호(302)가 다운샘플링된 신호(306)로서 복사될 수 있도록 초기화된다.
6. 제 12도의 피드 백 등화기(314)와 피드 포워드 등화기(300)에서, 제 4도의 각 유니트 지연(350)은 0 출력을 가지도록 초기화된다.
7. 제 12도의 피드 백 등화기(314)에서, 제 14도의 각 유니트 지연(358)은 0에 초기화된다.
8. 피드 포워드 등화기(300)에서, 제 14도의 각 유니트 지연(358)은 0에 초기화된다.
9. 제 16도의 누산기(424)는 실수치 샘플 인덱스(426)로서 0값을 출력하도록 초기화된다.
10. 저역 통과 필터(394)는 내부 상태가 모두 0으로 초기화된다.
11. 업 샘플러(390)는 다음의 출력, 업샘플링된 입력 신호(392)가 디지탈 입력 신호(246)의 값이 될 수 있도록 초기화된다.
다음에 디코더(156)는 Nc, Nt값이 제 10도의 예측된 코드 스트림(280)으로 형성될 때까지 이전에 전술된 바와 같이 작동한다. 이 시점에서, 스위치(292)는 바람직한 출력 신호(286)로 게이트 예측 코드 스트림(280)에 이동된다. 이 시점으로부터, 데이터 스트림(126)은 제 3도에 도시된 바와 같은 데이터 스트림(128)로부터 판독된 데이터에 대응되어야 한다.
또한 인코더(150)와 디코더(156)가 제 3도의 데이터 스트림(100) 상의 값과 데이터 스트림(126)이 정확히 대응하도록 초기화 모드를 시작하고 그만두는 것을 보장해야 한다. 이런 동조를 얻기 위한 방법의 한 보기는 DC 제거기(184)에 의해수행된 DC 복원을 방해하는 것이다. 트레이닝의 시작 신호를 보내기 위해, 코드 스트림(186)은 정상 DC 복원 주기보다 더 길게 하기 위해, 예를 들면 16개 샘플을 위해 최대 법정 코드 값에 설정된다. 이것은 샘플의 동일 수에 대해 코드 스트림(186)을 최소 법정 코드 값에 설정함으로써 수반된다. 다음에, 트레이닝 패턴은 이 동조 패턴을 따른다. 유사하게, 트레이닝의 단부는 최대 값에 의해 수반된 최소 값을 반복하는 동조 패턴 상의 등급을 반전시켜 신호가 보내질 수 있다. 이런 동조 패턴은 디코더(156)에 의해 검출될 수 있고, 스위치(292)를 제어하기 위해 사용된다.
상기 동조를 위한 다른 기술은 공지되어 있고, 현재의 모뎀에 사용된다. 예를 들면, 이전에 인용된 IUT-T, 제 34권을 참조한다.
전술한 설명에서, 지연 제거기(342)는 피드 포워드 등화기(300)에서의 필터 탭 웨이트의 검사에 의해 형성된다. 다른 지연 제거기 수단도 또한 가능하다. 예를 들면, 제 10도의 에러 신호(272)와 보상 신호(274)가 다음과 같은 지연 에러 예측(270)을 형성하기 위해 사용될 수 있다.
Δ는 지연 에러 예측(270), v는 보상 신호(274), e는 에러 신호(272), 및 k는 부적절한 실험 없이도 종래의 기술에 의해 쉽게 얻을 수 있는 파라미터이다. k의 값은 신호 잡음의 상대적 공헌과 관찰된 클럭 지터(jitter)에 의존할 것이다. 또한 지연 에러 에측(270)을 형성하기 위한 지연 예측 수단을 충족시키는 어떤 다른방법이 본 발명에 사용될 수 있다.
전술한 바와 같이, 디코더(156)의 파라미터는 공지된 데이터 시퀀스가 전송되는 동안에 트레이닝 주기에 의해 수반되는 고정된 초기화 값을 사용하여 형성될 수 있다. 전술된 방법은 반전 필터(268) 파라미터 및 샘플 대 샘플 바이어스 상에서의 클럭 예측기(264)의 시퀀스적 갱신을 수행하기 위해 트레이닝 패턴을 사용한다. 전체 트레이닝 시퀀스가 전송될 때, 디코더(156)는 그것의 내부 파라미터를 위한 획득 값과 계산 값의 분석을 수행할 수 있다.
파라미터 예측을 수행하기 위해 필요한 계산은 다음과 같다.
1. 비율 예측 수단을 사용하는 획득값 신호의 기초 디지탈 주기, Tu를 계산한다. 이것은 자동 교정 분석과 같은 공지된 신호 기술의 어떤 변화를 사용하여 행해질 수 있다. 먼저 Tu는 아날로그 대 디지탈 변환기(240)에 대한 바람직한 샘플링 속도의 사용을 가정하여 대략 Nc의 2배라고 공지되어 있다. 단지 소스 차이는 전화 시스템 클럭(236)의 샘플링 속도와 아날로그 대 디지탈 변환기(240)의 샘플링 속도의 1/2 사이의 차이에 기인하게 될 것이다.
2.같이 제 15도의 공칭 주기(380)를 초기화한다.
3. 0에 설정한 지연 에러 예측(270)을 가지고 클럭 동조기(260)를 통해 지나가는 디지탈 입력 신호(246)를 동조 신호(266)를 형성하기 위해 재샘플링한다.
4. 2·N_c 열과 N_t 행을 가진 매트릭스 Y를 형성한다. Y의 엘리먼트는 앞에서 계산된 것과 같은 동조 신호(266)의 값이다. 그것은 동조 신호(266)의 시퀀스 샘플을 가진 제 1 행을 채움으로써 매트릭스에 저장되고, 다음에 제2 행 등이 저장된다.
5. r, 2·N_c 엘리먼트 벡터를 형성하기 위해 Y의 각 열의 평균을 계산한다.
6. 입력 신호를 사용하여 잡음 성분의 에너지(sigma^2)의 예측을 계산한다.
여기에서 Y_ij는 Y의 열 i, 행j의 엘리먼트이다.
7. μ-규정 대 선형 변환기(278)를 통해 테이블 1에 도시된 것과 같은 트레이닝 시퀀스 값을 통과함으로써 N_c 엘리먼트 벡터, c을 계산하라.
8. 다음과 같이 Nf+Nb열, Nc행을 가진 매트릭스를 형성하라.
여기에서 Nf는 제 12도의 피드 포워드 등화기(300)에서의 필터 탭의 수이고, Nb는 피드 포워드 등화기(314)에서의 필터 탭의 수이다. 예를 들면, Nc=3, Nf=4, 및Nb=2인 경우에는 다음과 같다.
9. 다음과 같은 식으로 e^2을 최소화하는 N_f{+N_b}엘리먼트벡터,x의 값을 찾는다.
이것은 종래의 기술로 알기 쉬운 선형 대수, 미적분학, 및 대화식 방법으로부터의 공지된 기술을 사용하여 풀 수 있다.
10. {x_1}~...~xN_f을 가진 피드 포워드 등화기(300)의 각 탭에 대해 제
14도의 전제 값(360)을 초기화한다.
11. 각각{xN_f}+1~...~{xN_f}+N_b를 가진 피드 백 등화기(314)의 각 탭에 대해 전제 값(360)을 초기화한다.
12. 이런 파라미터가 계산될 때, 정상 작동이 시작된다. 파라미터는 에러 신호(272)에 기초를 둔 적응성 갱신에 기인하여 순차적으로 변화한다는 것을 주의한다.
전술한 시퀀스는 트레이닝 시퀀스를 사용하는 디코더(156)의 초기화를 수행하는 다른 방법의 보기로서 검토되어야 한다. 다른 방법과 다양한 다수의 변형도 가능하다. 예를 들면, 수용된 트레이닝 시퀀스는 정상과 트레이닝 모드 사이의 스위칭에서의 과도 현상 효과를 제거하기 위해 각 단부에서 생략될 수 있다. 선형 대 μ-규정 변환기(276)와 μ-규정 대 선형 변환기(278)에서 추출 변화 레벨은 트레이닝 정보를 사용하여 조정될 수 있고, 각 전제 값(360)을 위해 변형된 식 등이 사용될 수 있다.
제 17도는 반전 채널을 가진 전술된 통신 시스템과 결합하는 본 발명의 특징을 도시한다. 데이터 스트림(100)은 제 3도에 참고로 기술된 바와 같은 인코더(150)에 제공된다. 이것은 차례로 디지탈 네트워크 접속부(132)를 통해 디지탈 전화 네트워크(134)에 연결된다. 데이터는 디지탈 네트워크 접속부(138)를 통해 가입자 중앙 기지국의 네트워크로부터 축어적으로 나타난다. 디지탈 정보는 라인 인터페이스(140)에 의해 아날로그 형태로 변환되고, 로컬 루프(122) 상에 아날로그 형태로 배치된다. 가입자의 조건에서, 혼성 네트워크(152)는 입력 아날로그 신호(448)를 형성하고, 에코 제거기(442)는 아날로그 신호(154)를 형성하기 위해 출력 아날로그 신호(444)로부터 입력 아날로그 신호(448)까지의 공헌을 제거한다. 다음에 아날로그 신호(154)가 데이터 스트림(126)을 제공하는 디코더(156)에 제공된다.
가입자로부터의 데이터 스트림(128)은 현재 모뎀에 사용되는 공지된 변조기(446)에 의해 출력 아날로그 신호(444)로 변환되고, 다음에 혼성 네트워크(152)를 통해 로컬 루프(122)로 이송될 뿐만아니라 에코 제거기(442)에 인가된다. 중앙 기지국에서, 이것은 라인 인터페이스(140)에 의해 디지탈 네트워크 접속부(136)로 변환된다. 디지탈 전화 네트워크(134)는 디지탈 네트워크 접속부(140) 상의 데이터를 디지탈 네트워크 접속부(130)에 전송한다. 다음에 이것을 복조기(440)가 서버를 위해 데이터 스트림(102)으로 변환한다.
제 17도에 도시된 시스템은 두 사람의 전화 가입자 사이의 완전한 2중 통신을 제공한다. 하나는 디지탈 접속이고 다른 하나는 아날로그 접속이다. 포워드 채널의 작동은 한가지 부가하여 제 3도에 참조한 전술된 바와 같다. 혼성 네트워크(152)와 디코더(156) 사이에 삽입된 에코 제거기(442)는 반전 채널의 효과를 감소시키기 위해 제공된다. 에코 제거기의 기술과 수행은 공지되어 있다.
반전 채널은 현재 모뎀 기술의 변형을 사용하여 수행할 수 있다. 예를 들면, 본 명세서에 참고로 인용된 『국제 전기 통신 연합, 전기 통신 표준화부 (ITU-T), "일반 스위치 전화 네트워크와 임대 횡단 2 와이어 전화 형태의 회로에 사용하기 위한 14,400 비트/초까지의 시그날링 속도 정도의 2중 모뎀 작동", 권고 브이.32 비스, 제네바, 스위스(19991)』를 참조한다. 출력 아날로그 신호(444)를 형성하는 변조기(446)에 의해 변조된 데이터는 전화 시스템에 의해 이송될 수 있다. 변조 기술은 공지된 것을 사용할 수 있다. 예를 들면, 14,400 비트/초까지 전송할 수 있는 방법이 전술되어 있다. 유사하게, 또한 본 명세서에 참고로 인용된 28,800 비트/초까지의 전송 속도를 낼 수 있는 방법이 『국제 전기 통신 연합, 전기 통신 표준화부ITU-T), 권고 브이.34, 제네바, 스위스(1994)』에 기술되어 있다.
출력 아날로그 신호(444)는 실질적으로 모든 전화 장비를 사용하는 것과 같은 혼성 네트워크(152)를 사용하는 로컬 루프(122)상에 배치된다. 혼성 네트워크(152)는 한 쪽의 4 와이어 인터페이스(2개의 개별 단향성 신호)와 다른 쪽의 2 와이어 인터페이스(1개의 양지향성 신호) 사이에서 변환한다. 2 와이어 신호는 간단하게 4 와이어 쪽에 있는 2개의 신호의 합이다.
가입자의 중앙 기지국에서, 전화 회사의 장비는 전화 시스템 클럭(236)를 사용하여 8,000 샘플/초로 샘플링되는 로컬 루프(122)상의 아날로그 신호를 디지탈 네트워크 접속부(136)로 변환한다. 북미에서, 이 변환은 μ-규정으로서 공지된 전형적 오디오 신호의 신호 대 잡음 비율을 개선시키는 비선형 맵핑을 사용하여 샘플당 8비트를 제공하기 위해 변환된다.
μ-규정으로 변환될 때, 가입자 신호는 디지탈 전화 네트워크(134)에 의해 서버의 구내에 도달할 때까지 이송된다. 서버는 전화 시스템에 대한 디지탈 접속을 가지기 때문에, 신호는 서버의 중앙 기지국에 의해 아날로그 형태로 변환되지 않는다는 것을 주의한다. 그러나, 서버와 디지탈 네트워크 접속부(136) 사이를 조정하는 다수의 인터페이스 층(ISDN 'U' 또는 'S' 등)이 될 수 있다. 그러나, 디지탈 네트워크 접속부(136)에 제공된 동일 데이터가 후에 디지탈 네트워크 접속부(130)에서 또한 나타나기 때문에, 이 조정 하드웨어는 무시될 수 있다. 하나의 작은 예외를 가지고 현재의 모뎀에 의해 행해질 때, 복조기(440)는 변조기(446)의 반전 기능을 수행한다. 현재 모뎀이 아날로그 입력을 가지고 작업을 해야 하는 반면, 복조기의 입력과 출력이 디지탈이기 때문에 디지탈 하드웨어로 완전히 수행될 수 있다. 변조기(446)를 사용할 때, 복조기(440)의 수행은 공지되어 있고, 『국제 전기 통신 기관, 전기 통신 표준화부(ITU-T), "일반 스위치 전화 네트워크와 임대 횡단 2 와이어 전화 형태의 회로에 사용하기 위한 14,400 비트/초까지의 시그날링 속도로 작동하는 2중 모뎀" 권고 브이.32 비스, 제네바, 스위스(19991)』에 개시되어 있다. 신호의 열화가 단지 소비자의 로컬 루프에서 발생할 것이기 때문에 반전 채널조차도 전통적인 모뎀을 능가하는 수행을 나타낼 수 있다는 것을 주의하라. 현재 모뎀은 통신 통로의 양 단부에서 로컬 루프 상에 발생하는 왜곡을 제거해야 한다.
본 발명의 선택적 수행은 반전 채널을 제공하는 다른 공지된 방법 또는 기술을 사용할 수 있고, 그것을 모두 무시할 수도 있다. 그러므로, 하나의 가능한 반전 채널의 수행 종류는 단순히 실예를 위해 제공되고, 본 발명은 전술된 명세서와 첨부된 도면에 한정되는 것은 아니며 발명의 기술적 사상의 범위 내에서 다양한 변형예가 실시될 수 있다.
반전 채널의 설비도 디코더(156)와 인코더(150)의 동조를 단순화하고, 필요한 경우에 시스템이 다시 초기화 되도록 한다. 시스템의 수행은 제 10도의 에러 신호(272)를 검사하여 디코더(156)에 의해 모니터될 수 있다. 에러 신호(272)가 주어진 레벨을 초과할 경우에, 바람직하게 μ-규정 선형 값 사이의 평균 차이의 1/3, 디코더(156)는 시스템이 다시 초기화 되야 하는 반전 채널을 통해 인코더(150)에 알릴 수 있다.
인코더(150)에 적용 전에 데이터 스트림(100) 상에 부가적 반전 가능 변환을 수행하기 위해 제 3도에 도시된 인코더(150)와 디코더(156)의 기능을 연장할 수 있다. 이 변환의 효과는 데이터 스트림(126)을 발생하기 전에 디코더(156)의 출력에반전 변환을 제공함으로써 제거될 수 있다. 이 변환은 유리하게 제한되지 않는 어떤 반전 가능 기능을 제공할 수 있다.
비트는 그런 작동을 위해 어떤 공지된 방법을 사용하여 에러 교정 및/또는 검출을 제공하기 위해 데이터 스트림에 부가될 수 있다. 이것은, 예를 들면 문헌에 상세히 기재된 회선 코딩, 블록 코드 또는 다른 에러 교정 또는 검출 장치를 포함한다. 또한 데이터 스트림(126)에 제공된 동일 에러 처리가 제 10도에 도시된 선형 대 μ-규정 변환기(276)로부터 μ-규정 대 선형 변환기(278)까지의 신호 통로에 삽입되는 경우에, 바람직한 출력 신호(286), 선형 값(284), 및 에러 신호(272)의 질은 개선되고, 디코더(158)의 수행은 유용할 것이라는 것을 주의하라.
데이터 전송을 위해 유용한 256의 가능 μ-규정 코드 명이 있을지라도, μ-규정 매핑은 선형 범위에 불균등하게 간격이 유지된 워드를 초래하게 된다. 그러므로, 일부 코드 명의 쌍은 라인 잡음 또는 다른 손상 때문에 더욱 쉽게 디코더(156)에 의해 혼돈할 것이다. 소스 코더는 감소된 그로스 데이터 속도의 비용으로 디코더(156)의 정확성을 개선시키기 위해 그것의 출력을 코드 명의 부분 집합에 제한할 수 있다.
또한 디코더 결점이 주어진 에러 표준에서 코드 명을 분리하기 위해 부적절할 경우에, 이것은 코드명 알파벳을 감소시킴으로써 디코더(156)를 열악한 라인 상태에 적응시키기데 사용될 수 있다. 코드명 설정을 감소시킴으로써, 개선된 에러 마진은 감소된 데이터 속도의 가격으로 나타날 것이다. 그러므로, 시스템은 데이터 속도를 낮춤으로써 열화된 교정을 다룰 수 있다.
전화 시스템에 의해 사용된 몇몇의 PCM 전송 장치에서, 각 8 비트 코드 명의 가장 적은 중요한 비트는 내부 동조를 위해 사용된다. 이것은 제 5도에 기술된 인코딩 처리가 디지탈 네트워크 접속부(132)에 제공된 각각의 인코드 값의 가장 적은 중요한 비트 위치에 삽입 비트를 배치하도록 8비트당 한 번 0비트를 삽입하여 데이터 스트림(100)를 전송함으로써 다룰 수 있다. 다음에 이런 삽입된 0는 전처리 데이터 스트림(126)에 의해 디코더(156)에서 제거된다. 이런 방법으로, 낮은 등급 비트를 사용하는 전화 시스템은 전송 데이터를 손상시키지 않을 것이지만, 최대 데이터는 56,000 비트/초까지 감소될 것이다.
데이터 압축
소스 코더는 당업자에게 공지된 임의의 다양한 공지기술을 사용하여 데이터 스트림(100)의 압축을 손실없이 제공할 수있다. 이들은 렘펠-지브(Lempel-Ziv) 압축, 런랭쓰 코딩 및 허프맨 인코딩을 포함하나 이에 제한되지 않는다. 또한 공지의 선택된 압축변환의 반전은 데이터 스트림(126)에 적용될 수 있다.
다른 전화시스템 사용
전술한 방법은 또한 오디오 신호를 전송하기 위해서 μ-규정과 다른 비선형 압신동작을 사용하는 전화 시스템이 사용될 수있다. 예를들어, 전세계의 많은 곳은 A-규정으로 공지된 유사 인코딩을 사용한다. 본 발명의 특징은 모든 μ-규정 대 선형 및 선형 대 μ-규정 컨버터를 A-규정 컨버터와 교환함으로서 상기 시스템에 사용될 수있다. 이들 컨버터는 256-요소 룩업 테이블에 의해 실행될 수있다. 이같은 경우에, 상기 룩업 테이블에는 공지된 A-규정 매핑이 사용된다. 이들 변형은 당업자에게 명백할 것이다.
현존 모뎀 결합
본 발명의 특징은 또한 현존하는 모뎀과 관련하여 사용될 수있다. 제 1도에 도시된 것과 같은 종래 시스템에 있어서, 모뎀(104)은 전술한 인코더(150)의 기능을 통합하기 위해 수정될 수 있다. 더욱이, 모뎀(124)은 또한 디코더(156)의 기능을 포함하기 위해 수정될 수 있다.
호출이 수정된 모뎀(104) 및 모뎀(124)사이에 접속될 때, 이 두 모뎀은 비수정된 모뎀사이의 정상 접속을 위해 동작한다. 그들이 초기화를 완료한후에, 모뎀(104)은 국제 전기통신 연합에 의해 표준화된 것과 같은 공지된 교섭 프로토콜을 사용하여 교섭 요구를 모뎀(124)에 전송할 수있다. 만일 모뎀(124)이 디코더(156)의 실행을 포함한다면, 그것은 요구에 실제적으로 응답할 수있다. 그렇지 않으면, 요구는 거절될 것이며, 정상 모뎀통신이 사용될 것이다.
일단 긍정응답이 수신되면, 모뎀(124) 및 모뎀(104)은 제 17도에 도시된 바와같이 동작하기 위해 스위칭될 수있어서, 초기 시퀀스를 시작한다. 이 방법에서, 결합된 모뎀/디코더는 현존 모뎀과 통합할 수있으며, 이 통합이 가능할 때 본 발명의 특징을 사용하여 향상된 스루풋을 유리하게 제공할 수있다.
데이터베이스 서버 결합
본 발명의 특징은 제 18도에 도시된 것처럼 중심 사이트 및 다중 사용자사이에 임의의 형태(정보, 오디오, 비디오 등)의 데이터 통신을 제공하기 위해 중심 서버가 사용될 수있다.
서버(450)는 여기에 기술된 인코더(150)와 같은 인코더의 어레이 및 복조기(440)와 같은 복조기의 어레이로 이루어진 서버 인터페이스(454)에 서버 데이터(452)를 제공한다. 서버 인터페이스(454)는 ISDN PRI 인터페이스와 같은 서버 접속(456)을 통해 디지탈 전화 네트워크(134)에 접속한다. 서비스에 대한 각각의 가입자는 디코더(156)로 이루어진 클라이언트 인터페이스(460)와 제 17도에 도시된 것과 같은 에코 제거기(442) 및 변조기(446)을 가진다. 가입자 인터페이스(460)는 가입자 데이터 스트림(476)을 제공하기 위해 가입자 접속(458)에서 동작한다.
전체적으로, 이같은 구성은 다수의 사용자가 중심 서버 또는 서버와 독립적으로 통신할 수있게 한다. 이 구성은 오디오 또는 뮤직 분배, 온라인 서비스, 네트워크 서비스에 대한 액세스, 비디오 또는 텔레비전 분배, 음성, 정보분배, 신용카드 비준, 뱅킹, 대화형 컴퓨터 액세스, 원격 제고관리, 포인트-오브-세일 단자, 및 멀티미디어를 포함하는 임의의 형태의 데이터 서비스를 위해 사용할 수있으나 이에 제한되지 않는다. 본 발명의 다른 실행 또는 구성은 이들 응용 및 다른 응용에 적용할 수있다.
고속 팩시밀리 전송
제 19도에 도시된 본 발명의 특징은 팩시밀리의 고속전송을 위해 사용될 수있다. 전송 FAX (470)는 이미지를 주사하며 공지된 방법으로 이미지를 전송 데이터 스트림(472)으로 변환한다. 전송 데이터 스트림(472)은 제 17도에 도시된 것처럼 분배 시스템(474)을 통해 수신 데이터 스트림(476)에 전송된다. 수신 팩스(478)는 데이터 스트림을 다시 이미지로 변환하여 그것을 프린트하거나 또는 디스플레이한다. 분배 시스템(474)은 수신 데이터 스트림으로 대체된 데이터 스트림(100)과 수신된 데이터 스트림(476)에 의해 대체된 데이터 스트림(126)으로 제 17도에 도시된 것처럼 실행될 수있다. 더욱이, 데이터 스트림(128) 및 데이터 스트림(126)은 스위스 제네바에 소재한 국제 전기통신연합, 전기통신 표준화부(ITU-T), 권고 V.17, "14,400 b/s까지의 비율을 가진 팩시밀리 응용을 위한 2-와이어 모뎀"에 개시된 것처럼 수신 팩스(478) 및 송신 팩스(470)사이의 프로토콜 교섭을 위해 사용될 수있다. 이 방법에 있어서, 송신 팩스(470)로부터의 팩시밀리는 종래 전송구조를 사용하는 것보다 높은 전송속도로 수신 팩스(478)에 유리하게 전송된다.
ISDN/디지탈 전화 계전기
본 발명의 특징은 또한 ISDN 또는 디지탈 전화를 사용할 수 있는 임의의 응용과 관련하여 사용될 수있다. 이것은 기본적인 디지탈 접속 가입자로부터 전화 네트워크에서 아날로그 접속만을 하는 제 2 가입자로 전송하는 ISDN에 기본적인 응용을 제공한다. 이것은 제 17도에 도시된 시스템을 사용하여 직접 동작되거나 또는 제 20도에 도시된 중개 계전기의 사용에 의해 동작될 수있다.
디지탈 가입자(480)는 디지탈 전화 네트워크에 직접 디지탈 액세스를 행하지 않으나 아날로그 가입자 접속(488)을 가진 아날로그 가입자(490)에 디지탈 호출을 만들 수 있다. 전체 디지탈 접속은 ISDN, 스위칭-56, T1 등과 같은 디지탈 접속(482)을 사용하여 디지탈 가입자(480) 및 계전기 서버(484)사이에서 개방된다. 그때, 계전기 서버(484)는 종래 모뎀 또는 제 17도에 도시된 것과 같은 시스템과같이 이용가능한 임의의 수단을 사용하여 아날로그 계전기 접속(486)을 아날로그 가입자(490)와 통신할 수있게한다. 당업자에게 잘 알려진 적절한 플로우-방법에 의해, 그것은 디지탈 접속이 아날로그 전용 가입자에서 개방되는 디지탈 가입자에게 나타날 것이다. 이같은 접속은 음성, 데이터, 디지탈 팩스, 비디오, 오디오등과 같은 임의의 디지탈 통신을 위해 사용될 수있다.
디지탈 접속을 아날로그 가입자에게 제공하기 위해 계전기 서버(484)를 실제 디지탈 전화 네트워크(134)로 통합하는 것은 가능하다,
범위
본 발명이 가장 실제적이고 바람직한 실시예에 관련하여 개시될 지라도, 당업자는 본 발명의 권리범위를 벗어나지 않고 본 발명을 변형할 수있다. 따라서, 본 발명은 청구범위의 사상 및 범위에 의해서만 제한된다.
예를들어, 등가 트레이닝 요구는 제 17도의 반전 채널을 사용함으로서 달성될 수있다. 제 17도의 반전 채널은 디코더(156)로부터 인코더(150)로 흐르는 정보를 제어하기 위한 다른 등가 구조를 제공할 수있다. 그러나, 이같은 구조에 있어서, 본 발명은 데이터 공급자 및 소비자사이에 데이터의 전송을 계속해서 제공한다.
더욱이, 전화 라인의 보상은 당업자에게 공지된 다른 등가구조에 의해 달성될 수있다. 등가 트레이닝 과정이 사용될 수있으며, 다른 균등화 방법이 활용될 수있으며, 시스템은 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 다른 중심 사무기기에 에 사용될 수있다. 따라서, 모든 이같은 등가 구조 및 변형이 이하의 청구범위내에 포함되는 것은 당업자에게 분명할 것이다.
부록-예를들어 의사코드 실행
다음 의사코드 세그먼트는 본 발명의 다양한 부분의 이해를 돕기 위해 제공된다. 의사코드 세그먼트는 완전한 또는 최상의 실행으로 해석되지 않는다. 이들 코드는 기술된 임의의 추가 확장없이 전술한 기본적인 시스템의 동작을 기술한다. 비록 그것이 소프트웨어 코드로 주어질 지라도, 실제 실행은 프로세서에 의해 사용된 기억된 프로그램, 전용 하드웨어 또는 이들의 결합으로 이루어질 것이다.
디코더(156)의 실시예
= /* Output begin training sync pattern */
for ( i = 0 ; i > syncPhaseLength ; i++)
Output maximum code value
for ( i = 0 ; i < syncPhaseLength ; i++)
Output minimum code value
/* Output training data */
for ( i = 0 ; i < trainRepeat ; j++)
for ( j = 0 ; j < trainLength ; j++)
Output training pattern element j
/* Output end training sync pattern */
for ( i = 0 ; j < syncPhaseLength ; i++)
Output minimum code value
for ( i = 0 = i < syncPhaseLength ; i++)
Output maximum code value)
sum = 0
loop forever
Read an input data byte
Output data byte
Convert byte to equivalent linear value, x
sum += x;
if ( current output sample number is a multiple of dcPeriod)
if (sum > 1.0)
recover = maximum code value
else if (sum < -1.0)
recover = minimum code value
else
recover = code value having linear value closest to -sum
Output recover
sum -= linear equivalent of recover
클록 싱크로나이저(260)의 실시예
= Initialize filters array to be the impulse response of a low-pass
filter with digital coutoff frequency PI/Nu.
Initialize lpfBuffer array to all zerose.
snum = -lpfLen/2;
lpfPos = 0 ;
Loop forever
Read an input sample into val
/* Store value in circular buffer, lpfBuffer [] */
lpfBuffer[lpfPos] = val;
lpfPos = (lpfPos+1)%lpfLen;
snum++;
while (snum >= period)
/* Extract an output form resampler ar 'period' units after the
previous extracted sample */
snum = snum - period ;
phase = (int)(snum*Nu) ;
frac = snum*Nu-phase ;
/* Compute output from two adjacent phases of filter */
lpfOut1 = lpfOut2 = 0 ;
for (i=0, p=lpfPos ; i<lpfLen;i++, p=(p+1)%lpfLen)
lpfOut1 += lpfBuffer[p]*filters [i*Nu+phase] ;
lpfOut2 += lpfBuffer[p]*filters [i*Nu+phase+1] ;
/* Interpolate */
result = lpfOut1*(1-frac)+lpfOut2*frac;
Write result as an output sample
디코더 156의 실시예
= Loop forever
Read a sample from clock synchronizer into 'samp'
/* Put samp at the end of 'inBuffer' */
inBuffer[inPos] = samp;
inPos = (inPos+1)%inBufLen;
/* Check if we are just finishing a sync pattern */
if (last syncLength samples read are all negative and previous
syncLength samples are all positive)
inTraining = 1;
else if (last syncLength samples read are all positive and previous
syncLength samples are all negative)
inTraining = 0;
/* Add sample to FFE buffer */
ffeBuffer[ffePos] = samp ;
ffePos = (ffePos+1)%ffeLen;
/* Only need to compute output every second sample */
if (ffePos%2 == 0)
/* Perform FFE equalization */
ffeOut = DotProd(ffeBuffer[ffePos], ffeWts[0], ffeLen-ffePos) ;
ffeOut += DotProd(fferBuffe[0], ffeWts[ffeLen-ffePos], ffePos) ;
/* Subtract FBE output */
ffeOut -= fbeOut;
/* Convert output to nearest code */
codeOut = Linear2Code(ffeOut) ;
if (inTraining)
/* Use training pattern to calculate error */
eEst = ffeOut - Code2Linear(train[tpos])
tpos = (tpos+1)%trainLength;
else
/* Calculate decision feedback error */
eEst = ffeOut-Code2Linear(codeOut);
/* Update equalizers */
for (i=0 ; i <ffeLen;i++)
ffeWts[i] += ffeGain*eEst*ffeBuffer[(ffePos+i)%ffeLen] ;
for (i=0;i<fbeLen ; i++)
fbeWts[i] += fbeGain*eEst*fbeBuffer[(fbePos+i)%fbeLen] ;
/* Calculate derivative of output with respect to time */
out[0] = out[1] ;
out[1] = out[2] ;
out[2] = ffeOut ;
deriv = (out[2]-out[0])/2;
/* Calculate phase error */
num *= pllPole;
denom *= pllPole;
num += prevEEst*deriv;
denom += deriv*deriv;
pdAdjust = num/denom;
/* Update resampler period (fed to clock synchronizer) */
period = midPeriod+pllGain*pdAdjust;
/* Save error estimate for next cycle */
prevEEst = sEst ;
/* Compute next FBE output */
fbeBuffer[fbePos] = ffeOut ;
fbePos = (fbePos+1)%fbeLen;
fbeOut = DotProd(fbBuffer[fbePos], fbeWts[0], fbeLen-fbePos) ;
fbeOut += DotProd(fbBuffer[0], fbeWts[fbeLen-fbePos], fbePos) ;
/* Output a sample (delayed) if we are active */
if (outputting)
if (oSampNum>0 (oSampNum%dePeriod) !=0)
Output outBuffer[outBufPos]
oSampNum++;
/* Store new sample in output beffer */
outBuffer[outBufPos] = codeOut ;
outBuffer = (outBufPos+1)%outBufLen;
/* Check if sync in buffer and set outputting accordingly */
if (last syncLength/2 samples placed in outBuffer are negative
and previous syncLength/2 samples are positive)
outputting = 0 ;
else if (last syncLength/2 samples placed in outBuffer are
negative and prev. syncLength/2 samples are positive)
outputting = 1;
oSampNum = -syncLength + 1;
본 발명의 다른 특징 및 이점들은 (1) 전화 라인의 가입자단에서 아날로그 신호만을 사용하는 전화 시스템의 디지탈 펄스-코드-변조된 (PCM) 데이터 스트림을 효과적으로 재구성하기 위한 능력; (2) 전화 라인의 가입자단에서 아날로그 신호만을 사용하는, PCM 데이터의 위상 및 클럭 주파수를 재구성하기 위한 능력; (3) 중앙 기지국에서 부가적인 장비를 설치하지 않거나 또는 전화 시스템을 변형하지 않고 중앙 기지국과 가입자단 사이에 효과적인 데이터 속도를 증가시키기 위한 능력; (4) 하나이상의 아날로그 형태로의 변환, 필터링, 왜곡, 또는 잡음의 부가에 의한 변조에 기인하여 상기 데이터가 변형된 후에 상기 디지탈 데이터를 재구성하기 위한 능력을 포함한다.

Claims (6)

  1. 디지탈 네트워크에 접속된 소스로부터 아날로그 루프에 의하여 상기 디지탈 네트워크에 접속된 가입자로 디지탈 신호를 전송하기 위한 방법에 있어서,
    상기 소스에 배치된 제1 모뎀과 상기 가입자에 배치된 제2 모뎀을 접속하는 단계;
    상기 제1 모뎀과 상기 제2 모뎀을 초기화하는 단계;
    상기 제1 모뎀으로부터 상기 제2 모뎀으로 교섭요구를 전송하는 단계; 및
    상기 제2 모뎀이 상기 아날로그 루프를 통해 디코더에 전송된 아날로그 신호로부터 코드워드의 시퀀스를 복원시킬 수 있는 디코더를 포함하는 경우에 상기 제 2모뎀에서 상기 교섭요구에 대하여 긍정적으로 응답하는 단계를 포함하며, 상기 코드워드의 시퀀스에서의 각 코드워드는 상기 디지탈 네트워크에 의해 사용되는 코드워드에 대응하는 것을 특징으로 하는 디지탈 신호를 전송하기 위한 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 디지탈 네트워크 코드워드는 상기 디지탈 네트워크와 아날로그 루프 사이의 인터페이스에 인가된 양자화값의 펄스 코드 변조된 형태를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지탈 신호를 전송하기 위한 방법.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 교섭 요구에 대한 긍정적인 응답이 수신되면 상기 제1 모뎀 및 제2 모뎀을 고속 동작모드로 스위칭시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지탈 신호를 전송하기 위한 방법.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 고속 동작모드에서는 상기 제1 모뎀으로부터 상기 제2 모뎀으로 디지탈 네트워크 코드워드의 형태로 인코딩된 정보를 전송하는 것을 특징으로 하는 디지탈 신호를 전송하기 위한 방법.
  5. 제 1항에 있어서, 상기 방법을 수행하기 위한 명령세트는 다목적 디지탈 신호 프로세서내에 프로그래밍되는 것을 특징으로 하는 디지탈 신호를 전송하기 위한 방법.
  6. 디지탈 전화 네트워크 인터페이스에 접속된 디지탈 소스로부터 디코더에 접속된 아날로그 루프를 통해 상기 디코더에 전송된 아날로그 신호로부터 디지탈 데이터 스트림을 복원시키기 위한 고속 디코더에 있어서,
    클럭 동기화기에 결합된 클럭 평가기를 포함하며, 상기 아날로그 루프로부터 입력 신호를 수신하기 위하여 결합되는 클럭 복원 회로;
    상기 클럭 복원 회로로부터의 출력을 수신하기 위해 결합되는 인버스 필터; 및
    상기 인버스 필터에 결합되고, 상기 인버스 필터의 출력에 응답하여 평가된 코드 스트림을 제공하는 컨버터를 포함하며, 상기 코드 스트림은 상기 디지탈 전화 네트워크에 의해 사용된 코드워드 세트와 연관된 코드워드의 시퀀스를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 디코더.
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